不间断电源逆变器电路仿真研究.doc

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1、不间断电源逆变器电路仿真研究摘要：本文分析了不间断电源中逆变器电路设计的一种方法。UPS是一种集数字和模拟电路,自动控制逆变器与免维护贮能装置于一体的电力电子设备，在USP的主电路中逆变器，输出为三相四线制，三相四线式电路的每一相都是独立的，相互之间不存在耦合关系，因而可以把三相逆变器看成是三个输出电压互差120度的单相半桥逆变器组合在一起。由于三相之间没有耦合关系，因而控制相对简单，单相逆变器的控制方法可以直接用在这里。考虑到三相之间的独立性，本文以单相半桥逆变器为对象分析了电路设计与建模。关键词：单相半桥逆变器；不间断电源；建模仿真Study on simulation of uninte

2、rrupted power inverter circuitAbstract：In this paper the uninterrupted power supply circuit design of inverter of a kind of method. UPS is a digital and analog circuits, automatic control inverter and maintenance free storage device in one of the power electronic equipment, in the main circuit of US

3、P inverter, output for three-phase four-wire type, making three-phase four-wire type circuit of each phase are independent of each other, does not exist between coupling relation, thus can put three-phase inverter as three output voltage mutual difference 120 degrees of single-phase half-bridge conv

4、erter together. Because no coupling relationship between three-phase, thus controlling relatively simple, single inverter control method can be directly used here. Considering the independence, between three-phase with single-phase half-bridge converter for object analysis circuit design and modelli

5、ng.Keyword: single-phase half bridge inverter ；UPS；simulationword文档 可自由复制编辑0 引言不间断电源（UPS）是一种含有储能装置，以逆变器为主要组成部分的恒压、恒频的不间断电源。由于大功率UPS的应用越来越广，需求越来越大，而且技术难度大，因此研究三相大功率UPS具有广泛的应用前景和普遍的现实意义。逆变器是UPS的核心，必须具有输出高质量电压波形的能力。逆变电源的输出波形控制技术是建立在工业电子技术、半导体技术、现代控制技术、现代电力电子技术、半导体变流技术、脉宽调制（SPWM）技术、磁性材料等学科基础上的一门实用技术。本文以

6、单相半桥逆变器为对象进行电路设计与建模研究。1 USP原理简述从原理上来说，UPS是一种集数字和模拟电路,自动控制逆变器与免维护贮能装置于一体的电力电子设备。在UPS的主电路中逆变器的直流母线中点作为输出的零线如图1所示，输出为三相四线制，这种三相四线制结构可以很好地与前级BOOST-TL变换器结合起来。三相四线式电路的每一相都是独立的，相互之间不存在耦合关系，因而可以把三相逆变器看成是三个输出电压互差120度的单相半桥逆变器组合在一起。由于三相之间没有耦合关系，因而控制相对简单，单相逆变器的控制方法可以直接用在这里。考虑到三相之间的独立性，下面分析均以单相半桥逆变器为对象如图2所示。图1 三

7、相半桥逆变电路图 图2 单相半桥逆变电路Fig .1 Three-phase half-bridge inverter circuit Fig.2 Single-phase half-bridge inverter circuit2 单相半桥逆变器电路设计半桥电路控制电压及输出电压波形如图3所示，V01、V02分别为开关管Q1、Q2的驱动电压波形，分压电容器C1=C2且足够大，以致电路工作过程中C1和C2两端电压几乎不变，即有VC1=VC2=E/2。在t1t2期间，VG10、VG20，Q1导通Q2截止，电流流经路径为C1+Q1LCC1-，输出电压Vab=E/2；在t2t3期间，VG1O、VG2

8、O，Q1、Q2截至，无电流输出；在t3t4期间，VG10，Q2导通Q1截止，电流流经路径为C2+CLQ2C2-，输出电压Vab=-E/2。D1和D2分别是Q1和Q2反并联的二极管，其作用是为感性负载提供续流回路，避免功率器件承受过高的瞬态电压。输出电压平均值跟驱动波形的占空比有关，通过改变占空比，可以得到平均输出为正弦的电压波形。由图2所示，Q1导通，Q2截至时，Q2承受的电压UCE2为： （1）考虑电网波动为士10%，Q2承受的电压UCE2为 （2）考虑工作温度，电路中的瞬态影响，选择IGBT模块承受电压仅为模块BVON的50%80%，即：、图3 半桥电路控制电压及输出电压波形Fig .3

9、Half-bridge circuit to control the voltage and the output voltage waveform （3）在电路中，E为800V，则BVON选择为1200V。考虑电网的波动、启动时电流尖峰的影响，故选择IGBT模块ICM为 （4）图4单相半桥逆变器等效电路Fig.4 Equivalent circuit of single-phase half-bridge inverter其中，P0为逆变器输出功率，为脉冲占空比，为逆变器效率，根据式（4），ICM选择为200A。单相半桥逆变器可以等效如图4所示。变换器工作于双极性调制方式，选择滤波电感电流i

10、c和滤波电容电压vc作为状态变量，选择开关函数s(s=1代表上管开通，s=0代表下管开通)作为参量，可以得到统一状态方程为： （5）采用状态空间平均法，由上式可以变换成： （6）其中Vm(t)为调制输入信号瞬时值，Vt为三角载波幅位。进一步，调制器输入端到逆变器的滤波器输出端电压的传递函数为: （7）基于上式可以推导出双闭环控制的系统框图如图5所示。3 建模仿真设计在数字控制系统中，控制参数的设计有两种常用的途径：一种是直接在时域内设计控制参数，再把设计的控制器离散化；另一种是先把被控对象进行离散化，然后再设计数字控制参数，在本文中采用前面一种途径。本文采用的控制方法是电压瞬时值控制，另外为了

11、保证输出波形有效值精度，在瞬时值环外面加了个平均值环来对输出波形的幅值进行调整。这样，内环通过瞬时值控制获得快速的动态性能，保证输出畸变率较低，外环使用输出电压的平均值控制，具有较高的输出精度。图5 双闭环系统控制框图Fig.5 Diagram of the double closed loop control system block 系统的控制框图如图6所示。图6 逆变器系统控制框图Fig.6 Block diagram of inverter control system图中G1(s)为被控对象，其中Kpwm=E/Vtri为逆变器的增益， R/（LCRs2+Ls+R）为忽略电感L、电容C

12、的寄生电阻后的LC滤波器传递函数。Hl(s)和H2(s)分别为内环和外环的PI(比例积分)控制器。输出电压经整流滤波后得到直流量与给定参考信号的有效值进行比较，得到的误差信号经外环调节器后的输出作为内环参考正弦波的幅值，这个幅值乘以单位正弦波后作为内环给定信号。内环给定信号与输出电压瞬时值比较，得到的误差信号经内环PI调节器运算，得到内环的控制信号。最后这个控制信号被送入PWM发生器，与三角载波调制比较后产生的PWM信号经驱动电路后对逆变桥的半导体开关进行控制。从图6所示，内环被控系统的开环传递函数为(反馈系数K1取l)： （8）从上式可以看出，被控系统是个二阶系统。滤波器的转折频率为： （9

13、）内环采用的是PI控制器，在设计PI控制器的参数时，把PI控制器的零点设置在滤波器的转折频率处，这样就有： (10）Kip和Kil分别为PI调节器的比例和积分系数。在确定穿越频率关时，如果穿越频率选得比较低，则在低频段的增益比较小，会影响系统的快速跟随性能；如果穿越频率比较靠近滤波器的转折频率，则在低频段可以得到比较大的增益，改善系统的快速跟随性能。但另一方面如果穿越频率靠近滤波器的转折频率，在阻尼比较小(逆变器空载或轻载)的情况下，转折频率及其邻近频率的增益有可能大于1，同时如果穿越频率靠近滤波器的转折频率，也会使补偿后的相角裕度变小。从上面分析可以得到下面结论：穿越频率往低频靠，可以提高系

14、统的稳定性，但会使快速跟随性能变差；如果穿越频率往滤波器转折频率移，可以改善系统的快速跟随性能，但会使系统不稳定所以在确定穿越频率时应在系统稳定性与系统动态响应中得到一个比较折中的选择。在本课题中选穿越频率为转折频率的十分之一，所以有： （11）补偿后的内环传递函数为： （12）由于在穿越频率处，开环增益为1有： （13） 式中R=15，L=660H，C=22F，Kpwm=E=380(在设计时把三角载波的幅值当成1。内环PI控制器的参数：Kip=2.6310-4，Kil=2.18所设计的内环Pl控制器如下： （14）根据设计的内环PI控制器，可以画出系统补偿前后的伯德图，如图7所示，上图中，曲

15、线1为补偿前被控系统的幅频特性；曲线2为PI控制器的幅频特性；曲线3为补偿后的幅频特性。下图中，曲线1为补偿前被控系统的相频特性；曲线2为PI控制器的相频特性；曲线3为补偿后的相频特性。从相频特性图的曲线3中可以读出补偿后内环开环的相角裕度为93.6。瞬时值内环加入Pl控制器后的闭环传递函数为： （15） 由此，可以画出补偿后内环闭环传递函数的伯德图如图7所示。图7 系统补偿前后的伯德图Fig.7 Bode diagram of system before and after compensation在设计外环控制器时，把外环的反馈系数K2当成1，即K2=l。外环PI控制器零点的频率fwz设置

16、在100Hz，即fwz=100Hz，转折频率fwc设置在10Hz，即fwc=10Hz。所以有：图8 平均值外环控制框图 图9 平均值外环控制简化框图Fig.8 The average values of outer loop control block diagramFig.9 The average values of outer loop control simplified block diagram (16）从上式可以解得：Kwp=0.107；Kwl=67.2。外环Pl控制器如下： (17)图10 外环PI控制器传递函数伯德图Fig.10 The outer loop PI contr

17、oller transfer function Bode diagram图10中给出了外环PI控制器的伯德图，其中上图为PI控制器的幅频特性，下图为PI控制器的相频特性。4 结论电源技术人员对小型UPS地拓扑结构、使用的器件和材料、采用的控制方法和手段等方面的研究仍在深入，旨在提高UPS产品的性能、拓宽其应用领域、提高其可靠程度、增强其适应能力。本文以单相半桥逆变器为对象分析了电路设计与建模仿真研究。为UPS电源发展提供理论基础。参考文献(References):1 王兆安，黄俊.电力电子技术M.第4版.北京：机械工业出版社，20072 杨玉岗.现代电力电子的磁技术M.北京：科学出版社,20033 阮新波,严仰光.直流开关电源的软开关技术M.北京：科学出版社,20004 D Wuest, E Jenni.Spaee Vector Based Current Control Schemes for Voltage Soucre InvetrersA.Industry Application Society Annual Meeting , Conference Record of 1993 IEEE C.1993:986-992.5 向亮,王永,警振宁,等.有源滤波器无差拍 SVPWM控制策略的研究 J .电力电子技术,2011,45 (10):99-101.