电力电子技术课后习题答案.docx

1、一、简答题2.1 晶闸管串入如图所示的电路，试分析开关闭合和关断时电压表的读数。题2.1图在晶闸管有触发脉冲的情况下，S开关闭合，电压表读数接近输入直流电压；当S开关断开时，由于电压表内阻很大，即使晶闸管有出发脉冲，但是流过晶闸管电流低于擎住电流，晶闸管关断，电压表读数近似为0（管子漏电流形成的电阻与电压表内阻的分压值）。2.2 试说明电力电子器件和信息系统中的电子器件相比，有何不同。电力电子系统中的电子器件具有较大的耗散功率；通常工作在开关状态；需要专门的驱动电路来控制；需要缓冲和保护电路。2.3 试比较电流驱动型和电压驱动型器件实现器件通断的原理。电流驱动型器件通过从控制极注入和抽出电流来

2、实现器件的通断；电压驱动型器件通过在控制极上施加正向控制电压实现器件导通，通过撤除控制电压或施加反向控制电压使器件关断。 2.4 普通二极管从零偏置转为正向偏置时，会出现电压过冲，请解释原因。导致电压过冲的原因有两个：阻性机制和感性机制。阻性机制是指少数载流子注入的电导调制作用。电导调制使得有效电阻随正向电流的上升而下降，管压降随之降低，因此正向电压在到达峰值电压 UFP 后转为下降，最后稳定在 UF。感性机制是指电流随时间上升在器件内部电感上产生压降，di/dt 越大，峰值电压 UFP 越高。 2.5 试说明功率二极管为什么在正向电流较大时导通压降仍然很低，且在稳态导通时其管压降随电流的大小

3、变化很小。若流过 PN 结的电流较小，二极管的电阻主要是低掺杂 N-区的欧姆电阻，阻值较高且为常数，因而其管压降随正向电流的上升而增加；当流过 PN 结的电流较大时，注入并积累在低掺杂 N-区的少子空穴浓度将增大，为了维持半导体电中性条件，其多子浓度也相应大幅度增加，导致其电阻率明显下降，即电导率大大增加，该现象称为电导调制效应。 2.6 比较肖特基二极管和普通二极管的反向恢复时间和通流能力。从减小反向过冲电压的角度出发，应选择恢复特性软的二极管还是恢复特性硬的二极管？肖特基二极管反向恢复时间比普通二极管短，通流能力比普通二极管小。从减少反向过冲电压的角度出发，应选择恢复特性软的二极管。2.7

4、 描述晶闸管正常导通的条件。承受正向电压且有门极触发电流。2.8 维持晶闸管导通的条件是什么？怎样才能使晶闸管由导通变为关断？晶闸管流过的电流大于维持电流，通过外部电路使晶闸管流过的电流低于维持电流。2.9 试分析可能出现的晶闸管的非正常导通方式有哪几种。IG=0时阳极电压达到正向转折电压 Ubo；阳极电压上升率 du/dt 过高；结温过高。 2.10 试解释为什么Power MOSFET的开关频率高于IGBT、GTO。Power MOSFET 为单极性器件，没有少数载流子存贮效应，反向恢复时间很短。 2.11 从最大容量、开关频率和驱动电路三方面比较SCR、Power MOSFET和IGBT

5、的特性。最大容量递增顺序为Power MOSFET、IGBT、SCR;开关频率递增顺序为SCR、IGBT、Power MOSFET；SCR为电流型驱动；而Power MOSFET和IGBT为电压型驱动。2.12 解释电力电子装置产生过电压的原因。电力电子装置可能的过电压原因分为外因和内因。外因过电压主要来自雷击和系统中的操作过程等外部原因，如由分闸、合闸等开关操作引起过电压。而内因过电压主要来自电力电子装置内部器件的开关过程。1）换相过电压：晶闸管或与全控型器件反并联的二极管在换相结束后不能立刻恢复阻断，因而有较大的反向电流流过，当恢复了阻断能力时，该反向电流急剧减小，会因线路电感在器件两端感

6、应出过电压；2）关断过电压：全控型器件关断时，正向电流迅速降低而由线路电感在器件两端感应出的过电压。2.13 在电力电子装置中常用的过电流保护有哪些？快速熔断器、快速断路器和过电流继电器都是专用的过电流保护装置，还有通过驱动实施保护的电子电路过流保护。 2.14 试分析电力电子器件串并联使用时可能出现什么问题及解决方法。采用多个功率管串联时，应考虑断态时的均压问题。应在功率管两端并联电阻均衡静态压降，并联 RC 电路均衡动态压降。 采用多个功率管并联时，应考虑功率管间的均流问题。在进行并联使用时，应尽选择同一型号且同一生产批次的产品，使其静态和动态特性均比较接近。其中功率 MOSFET 沟道电

7、阻具备正温度系数，易于并联。 2.15 电力电子器件为什么加装散热器？与信息系统中的电子器件主要承担信号传输任务不同，电力电子器件处理的功率较大，具有较高的导通电流和阻断电压。由于自身的导通电阻和阻断时的漏电流，电力电子器件要产生较大的耗散功率，往往是电路中主要的发热源。为便于散热，电力电子器件往往具有较大的体积，在使用时一般都要安装散热器，以限制因损耗造成的温升。二、计算题2.16 在题2.16图中，电源电压有效值为20V，问晶闸管承受的正反向电压最高是多少？考虑安全裕量为2，其额定电压应如何选取？题2.16图正反向电压最高是，考虑安全裕量，额定电压选取2.17 如图所示，U为正弦交流电u的

8、有效值，VD为二极管，忽略VD的正向压降及反向电流的情况下，说明电路工作原理，画出通过R1的电流波形，并求出交流电压表V和直流电流表A的读数。题2.17图当u0时，VD正向导通，R2被短路，则流过R1电流i1和R2上电流i2分别为： 当u0时，VD截止，R1和R2构成串联电路，电流为： R1上电流波形如图所示，因为直流电流表测的是电流的平均值，所以电流表A的指示为i2平均值I2d， 设i1的有效值为I1，则： 设电压表V指示有效值为UR1，则：一、简答题3.1 试简述4种基本DC-DC变换器电路构建的基本思路与方法。1） Buck型DC-DC电压变换器构建的基本思路： 构建Buck型DC-DC

9、电压变换器的基本原理电路，输入电压源Ui通过开关管VT与负载RL相串联。开关管VT导通时，输出电压等于输入电压，即uo=Ui；开关管VT断开时，输出电压等于零，即uo=0。输出电压的平均值为Uo=(Uiton+0toff)/T=Dui,由于D1，UoUi该电路起到了降压变换的基本功能。电路结构和工作模型见下图。 Buck型电压变换电路的输出电压呈方波脉动，为抑制输出电压脉动需要在基本原理电路的输出端两侧并入滤波电容C。电路结构见下图。 由于UoUi，开关管VT导通时，电压源将对滤波电容C充电，充电电流很大，相当于输入输出被短路，以至于开关管VT所受的电流应力大大增加而损坏。为了限制开关管VT导

10、通时的电流应力，可将缓冲电感L串入开关管VT的支路中。电路结构见下图。 开关管VT关断时缓冲电感L中电流的突变为0，将感应出过电压，使开关管VT的电压应力大大增加，为此需加入续流二极管VD缓冲电感释放能量提供续流回路。电路结构见下图。2） boost型DC-DC电压变换器构建的基本思路 构建boost型DC-DC电压变换器的基本原理电路，输入电流源Ii通过开关管VT与负载RL相并联。开关管VT关断时，输出电流等于输入电流，即io=Ii；开关管VT导通时，输出电流等于零，即io0。输出电流的平均值为Io=（0ton+Iitoff）/T=(1-D)Ii,由于1-D1，IoIi。该电路起到了降流变换

11、的基本功能。电路结构见下图。 boost型电流变换电路的输出电流呈方波脉动，为抑制输出电流脉动，需要在基本原理电路的输出支路中串入滤波电感L。电路结构见下图。 由于IoIi，当的开关管VT断开时，电感L中电流发生突变，将感应出极高的电压，以至于开关管VT所受的电压应力大大增加而损坏。为了限制开关管VT关断时的电压应力，可将缓冲电容C并入开关管VT的两端。电路结构见下图。 开关管VT导通时缓冲电容两端电压由Uo突变为0，将通过VT迅速放电，放电电流很大，使开关管VT的电流应力大大增加，为此需加入钳位二极管VD，阻止缓冲电容放电。电路结构见下图。 若令变换器电路中的开关管、二极管、电容、电感均为理

12、想无损元件并考虑变换器输入、输出能量的不变性，得uiiiuoio，则buck型电流变换器在完成降流变换的同时也完成了升压变换。boost型电压变换和buck型电流变换存在功能上的对偶性。由buck型电流变换器电路可以导出boost型电压变换器。变换器电路中开关管的开关频率足够高时，buck型电流变换器电路中的输入电流源支路可以用串联大电感的电压源支路取代。电路结构见下图。考虑到上述电路中缓冲电容C的稳压作用以及该电路的电压电压变换功能，输出滤波电感L是冗余元件，可以省略。缓冲电容的作用变换为输出滤波。电路结构见下图。3） boost-buck型DC-DC电压变换器构建的基本思路将boost型、

13、buck型变换器电路相互串联并进行适当化简，即可构建boost-buck型变换器。boost-buck型DC-DC电压变换器构建的方法： 输入级采用boost型电压变换器电路，并将其输出负载省略。输出级则采用buck型电压变换器电路，并将其输入电压源省略。串联boost型电压变换器电路的输出与buck型电压变换器电路的输入。 若假设两电路串联后的开关管VT1、VT2为同步斩波开关管，省略冗余元件。根据开关管VT1、VT2导通时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VT1、VT2为VT12，得到一个等效电路。根据开关管VT1、VT2关断时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VD1、VD2合并为

14、VD12，得到另一个等效电路。使上述两个变换器等效电路的输入输出具有公共电位参考点得到boost-buck型DC-DC电压变换器。4） buck-boost型DC-DC电压变换器构建的基本思路将buck型、boost型变换器电路相互串联并进行适当化简，即可构建buck-boost型变换器。buck-boost型DC-DC电压变换器构建的方法： 输入级采用buck型电压变换器电路，并将其输出负载省略。输出级则采用boost型电压变换器电路，并将其输入电压源省略。串联buck型电压变换器电路的输出与boost型电压变换器电路的输入。 若假设两电路串联后的开关管VT1、VT2为同步斩波开关管，省略冗

15、余元件。将VT1、VT2之间的T型储能网络中的电容省略，并合并L1、L2为L12，合并后的VT1、VT2之间的储能电感L12仍能使串联后的两级电压变换器电路正常工作。根据开关管VT1、VT2导通时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VT1、VT2为VT12，得到一个等效电路。根据开关管VT1、VT2关断时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VD1、VD2合并为VD12，得到另一个等效电路。使上述两个变换器等效电路的输入输出具有公共电位参考点得到buck-boost型DC-DC电压变换器。3.2 试比较脉冲宽度调制PWM和脉冲频率调制PFM。脉冲宽度调制（PWM）：指开关管调制信号的周期固定

16、不变，而开关管导通信号的宽度可调；脉冲频率调制（PFM）：指开关管导通信号的宽度固定不变，而开关管调制信号的频率可调。相同点：脉冲宽度调制（PWM）和脉冲频率调制（PFM）都可以调节占空比D(D=ton/T)，从而改变电力电子变换器输出电压Uo的大小。不同点：脉冲频率调制（PFM）开关管调制信号的频率是变化的，该控制方式下的变换器输出纹波大，输出谐波频谱宽，滤波实现较脉冲宽度调制（PWM）困难。3.3 电流断续对DC-DC变换器电路的分析有何影响？DC-DC变换器出现缓冲元件中电流断续时，一个周期内有三种不同的换流状态，需分时间段分析： 在开关管VT关断期间，续流二极管的续流过程结束（缓冲元件

17、中电流降为0）后，其两端电压不为零。从而使各变换器电流断续工作模式对应的稳态电压增益Gv相对于电流连续模式对应的稳态电压增益Gv有所抬高。并且电流断续工作模式对应的稳态电压增益Gv，不仅与占空比D有关还与负载电阻RL、缓冲电感L、开关频率fs有关，已与占空比D不成线性关系。由变换器输入输出功率平衡关系推出的稳态电流增益Gi=1/Gv，也不仅与占空比D有关还与负载电阻RL、缓冲电感L、开关频率fs有关，与占空比D不成线性关系。 开关管VT关断期间承受的反压应分为：二极管续流中和二极管续流结束两个时间段来分析，对应的两个反压值不同。 二极管不仅在开关管VT导通时承受反压，在续流结束后亦要承受一定的

18、反压，且两个反压值不同。3.4 试分析理想的Buck变换器在电感电流连续和断续情况下，稳态电压增益与什么因素有关。理想buck变换器在电感电流连续的情况下稳态电压增益为GV。对电感L利用伏秒平衡特性有：。,仅与占空比D有关理想buck变换器在电感电流断续的情况下稳态电压增益为GV。令Buck变换器中的二极管续流时间为toff1二极管续流占空比，则在iL0的时间段对电感L利用伏秒平衡特性有：。 与导通占空比D已不是线性关系。开关管VT导通时间段（ton时间段）的电流增量iL与二极管VD续流时间段（toff1时间段）的电流增量iL-相等且等于电感电流最大值ILmax。 稳态条件下，由于电容C中的平

19、均电流为零，因此，电感电流断续时的电感平均电流IL等于负载平均电流Io，即ILIo。 由上述三式可得电感电流断续的情况下Gv不仅与占空比D有关，还与电感L、负载电流Io、开关频率fs、以及输出电流Uo有关。3.5 Boost变换器为什么不宜在占空比D接近1的情况下工作？因为在Boost变换器中，开关管导通时，电源与负载脱离，其能量全部储存在电感中，当开关管关断时，能量才从电感中释放到负载。如果占空比D接近于1，那么开关接近于全导通状态，几乎没有关断时间，那么电感在开关管导通期间储存的能量没有时间释放，将造成电感饱和，直至烧毁。因此Boost变换器不宜在占空比接近1的情况下工作。同时，从Boos

20、t变换器在电感电流连续工况时的变压比表达式也可以看出，当占空比D接近1时，变压比接近于无穷大，这显然与实际不符，将造成电路无法正常工作。3.6 解释降压斩波电路和升压斩波电路的电容、电感、二极管各起什么作用？降压型斩波电路中，电感L和电容C的主要作用是滤波，同时电感L的储能将保持负载电流的连续，电容C可稳定输出电压Uo。二极管为主开关管关断时的负载电流续流二极管。升压型斩波电路中，电感L为开关管开通时的储能元件，电容C为开关管关断时的储能元件。二极管为两种模式转换过程中的隔离开关元件，开关管开通时二极管关断，开关管关断时二极管开通。3.7 简述伏秒平衡和安秒平衡原则，并分别用两种方法分析Cuk

21、变换器的输出/输入关系。（1） 电感电压的伏秒平衡特性稳态条件下，理想开关变换器中的电感电压必然周期性重复，由于每个开关周期中电感的储能为零，并且电感电流保持恒定，因此，每个开关周期中电感电压uL的积分恒为零，即：电容电流的安秒平衡特性稳态条件下，理想开关变换器中的电容电流必然周期性重复，而每个开关周期中电的储能为零，并且电容电压保持恒定，因此，每个开关周期中电容电流iC的积分恒为零，即（2） Cuk变换器电感电流连续时： 对电感L1,L2分别利用伏秒平衡特性进行分析有 得到稳态电压增益 对电容C利用安秒平衡特性进行分析有根据理想变换器输入输出功率平衡原理得到稳态电压增益 当 1/2D1 时，

22、即 cuk 变换器的稳态电压增益 GV1，则 Cuk 变换器具有升压特性；而当 0D1/2 时，即 cuk 变换器的稳态电压增益 GV1，则 Cuk 变换器具有降压特性。因此，Cuk 变换器是升、降压变换器，并且其输入、输出电压具有相反的极性 （3） Cuk变换器电感电流断续时 对电感L1、L2分别利用伏秒平衡特性进行分析有 其中Cuk变换器中的二极管续流时间为toff1得到稳态电压增益 对电容C利用安秒平衡特性进行分析有根据理想变换器输入输出功率平衡原理得到稳态电压增益3.8 试分析在直流斩波电路中储能元件（电容、电感）的作用。试以Cuk电路为例分析。直流斩波电路中的储能元件（电容、电感）有

23、滤波与能量缓冲，能量传递三种基本功能。一般而言，滤波元件常设置在变换器电路的输入或输出，而能量缓冲元件常设置在变换器电路的中间。以Cuk电路为例L1、L2为能量缓冲元件；C1为传递能量的耦合元件；C2为输出滤波元件。3.9 试解释Cuk变换器中间电容电压Uc1等于电源电压Ui与负载电压Uo之和，即Uc1=Ui+Uo？由于Cuk变换器中有两个缓冲电感元件L1、L2，因此，对电感L1、L2分别利用伏秒平衡特性进行分析，不难得出 （3-37） （3-38）令PWM占空比D= ton/ Ts，则由式（3-37）、（3-38）可求出Cuk变换器的电感电流连续时的稳态电压增益GV为 （3-39）联立式（3

24、-37）、式（3-39），不难得出Uc1=Uo+Ui3.10 试分析Buck-Boost变换器和Boost-Buck变换器各有何特点。（1） Buck-Boost型电压变换器和Boost-Buck型电压变换器两者的输入输出电压极性均为反向极性；（2） Buck-Boost型电压变换器电路结构简单，储能元件较少，为一个电感，一个电容；Boost-Buck型电压变换器电路结构较复杂，储能元件较多，为两个电感，两个电容；（3） Buck-Boost型电压变换器的输入和二极管输出电流均为断续的脉动电流；（4） Boost-Buck型电压变换器的输入输出均有电感，因此变换器的输入输出电流一般情况下均为连

25、续电流（轻载时电流可能断续），滤波易实现。3.11 试以二象限DC-DC变换器为例具体分析电路中二极管的作用。图3-10电流可逆型二象限DCDC变换器二象限DC-DC变换器电路中二极管的作用为通过续流缓冲负载无功，避免负载电感中电流突变，感应出过电压。同时二极管VD1、VD2还实现了开关管的零电压开通，减少了开通损耗，具体工作过程如下：VT1、VT2采用互补调制驱动；VT1导通前，VD1导通续流,输出电流io反向减小； io=0，VT1零电压开通，直流侧电源通过VT1向负载供电，输出电压uoui，输出电流io正向增大，负载电感储能增加；VT1关断，由于负载电感电流不能突变，VD2导通续流，输出

26、电压uo0。采用互补调制驱动模式使VT2有驱动信号，但因VD2导通对VT2形成了反压钳位,VT2不能导通，因此输出电流io正向减小，负载电感储能储能减少；io=0，VD2关断，VT2零电压开通，负载电动势通过VT2向负载电阻和电感供电，输出电压uo0，输出电流io反向增加，负载电感储能增加；VT2关断，由于电感电流不能突变，VD1导通续流，输出电压uoui。采用互补调制驱动模式使VT1有驱动信号，但因VD1导通对VT1形成了反压钳位,VT1不能导通，输出电流io反向减小，负载电感储能储能减少。3.12 两象限和四象限DC-DC变换器有何区别？驱动直流电动机正反转运行应采用何种DC-DC变换器？

27、二象限DC-DC变换器输出电压极性不变，输出电流极性可变；四象限DC-DC变换器输出电压，输出电流极性均可变；两种变换器能实现能量的双向传输。驱动直流电动机正反转运行需改变电枢电压极性，应采用输出电压可逆的四象限DC-DC变换器。3.13 试说明隔离型DC-DC变换器出现的意义是什么。 形成低压供电负载与电网电压之间的电气隔离 通过变压器变压，缩小变换器输出电压等级与输入电压等级之间的差异，扩大调节控制范围 通过设置不同匝数的副边耦合绕组形成多路输出，提供不同数值，不同极性的输出电压3.14 单端正激式变换器和单端反激式变换器有何区别？ 变换器变压器原边副边工作时间：单端正激式变换器：变压器原

28、边副边同时在开关管VT导通时工作。单端反激式变换器：变压器原边在开关管VT导通时工作，变压器副边在开关管VT关断时工作，两者不同步。 变压器原边加有单方向的脉冲电压，由于磁芯的磁滞效应，当VT关断时，线圈电压或电流回到零，而磁芯中磁通并不回到零，形成剩磁通。剩磁通的累加可能导致磁芯饱和，因此需要进行磁复位。磁复位的方式：单端正激式变换器：变压器储存的磁能通过去磁绕组N3和箝位二极管VD2构成的复位电路馈送到输入电源侧。单端反激式变换器：变压器储存的磁能通过副边绕组传输给输出负载。 输出电压的决定因素：单端正激式变换器：输出电压仅决定于变换器输入电压、变压器的匝比和n功率管的占空比，与负载电阻无

29、关。具有降压功能。单端反激式变换器：变压器磁通连续状态和磁通临界连续状态下,输出电压仅决定于变换器输入电压、变压器的匝比和功率管的占空比，与负载电阻无关，具有升降压功能。变压器磁通连续状态和磁通临界连续状态下，输出电压Uo与负载电阻RL有关，RL愈大则输出电压愈高，反之负载电阻愈小，则输出电压愈低，因此在进行开环实验时，不应让负载开路，必须接入一定的负载，或者在电路中接入“死负载”。此外输出电压Uo随输入电压Ui的增大而增大；也随导通时间ton的增大而增大；还随N1绕组的电感量L1的减小而增大。3.15 说明题3.15图隔离型Buck电路中由绕组N3和二极管VD2构成的支路有何作用。题3.15

30、图隔离型Buck变换器在开关管VT截止期间，副边传递能量的整流二极管VD也截止，储存于变压器磁芯中的剩磁能量无释放途径，从而会造成剩磁通积累，导致的磁芯饱和。电路中设置由绕组N3和二极管VD2构成的支路为磁芯复位支路。在开关管VT截止期间，N3两端感应出上正下负的电压UN3，当UN3大小超过Ui时，VD2导通，将变压器储存的剩磁能量送回输入电源侧，同时将UN3钳位在Ui上。N1和N2将承受下正上负的电压，若有N3N1，则UN1=Ui，UN2=Ui/n，开关管VT承受反压为UDS=Ui+UN1=2Ui。钳位二极管VD2保证变压器原副边绕组，去磁绕组N3两端均不产生过电压。并且将开关管VT，副边整

31、流二极管VD承受的反压峰值限制在一定范围内，避免了器件损坏。3.16 试推导负载电流连续时隔离型Buck-Boost变换器的输出直流电压平均值。在负载电流连续的情况下VT导通期间磁通增量为VT关断期间磁通增量为在稳态条件下，变压器一个周期内应无剩磁积累即得输出电压表达式3.17 试分析负载开路时，隔离型Buck-Boost变换器会出现何种现象。若隔离型Buck-Boost变换器工作在磁通连续或临界连续的模式下输出电压为与负载无关，则无影响;若隔离型Buck-Boost变换器工作在磁通断续的模式下，输出电压为由此可见，输出电压Uo与负载电阻RL有关，RL愈大则输出电压愈高，反之负载电阻愈小，则输

32、出电压愈低，这是反激变换器的一个特点。在进行开环实验时，不应让负载开路，必须接入一定的负载，或者在电路中接入“死负载”。此外输出电压Uo随输入电压Ui的增大而增大；也随导通时间的增大而增大；还随N1绕组的电感量L1的减小而增大。VT截止时，VD导通，副边绕组N2上的电压幅值近似为输出电压Uo(忽略VD的正向压降及引线压降)，这样，绕组N1上感应的电势UN1应为，因此VT截止期间漏源极间承受的电压为。由于UDS与输出电压Uo有关，Uo还随负载电阻的增大而升高。因此，负载开路时，容易造成管子损坏。3.18 试说明变压器隔离的推挽式变换器和变压器隔离的全桥变换器的特点是什么。 变压器隔离的推挽式变换

33、器是由开关管的控制信号占空比相同，在相位上相差180o的两个正激变换器的输出并联得到，相比双正激变换器，推挽式变换器中将续流二极管去掉，滤波电感经过变压器副边绕组和整流二极管续流，且两个变压器共用一个磁芯，每个正激变换器从另一个正激变换器的原边绕组和IGBT得本体二极管进行磁复位，从而也将原来的磁复位电路去掉，这使得推挽变换器电路简单，且拥有较高的磁芯利用率 变压器隔离的全桥变换器，使用两个开关管串联起来作一个开关管用，降低了开关管电压应力；且全桥变换器中的四个开关管工作在交错的半周，对角线相对的管子VT2和VT4或VT2和VT3同时导通，变压器原边磁通在一个半周沿磁滞回线上移，在另一个半周沿

34、着磁滞回线反极性下移，从而提高了变压器的利用率。3.19 试画出变压器隔离的全桥变换器的电路拓扑，并分析其变压器原边、开关管两端的电压波形和流过变压器原边的电流波形。（1） 变压器隔离的全桥变换器的电路拓扑如图所示（2） 隔离型全桥变换器变压器原方、开关管两端的电压波形和流过变压器原边的电流波形t0t1阶段：能量传输阶段；t0时刻，给VTl、VT4加驱动信号，VT1、VT4饱和导通。VT2、VT4两端电压uce1、uce4均为0。VT2、VT3均承受反压Ui即uce2、uce3均为Ui。由于VT1、VT4导通，变压器原边绕组NP两端电压uT极性为上正下负，大小等于输入电压Ui。其中流过电流ip

35、，ip由负载电流折算值和磁化电流所组成并且在正方向上随时间以额定速率逐渐增大。同时，副边的整流二极管VD5导通，VD6关断，电流上升速率由滤波电感L确定。t1t2阶段：续流阶段；VT1VT4均关断，VT1、VT4串联承受反压Ui，VT2、VT3串联承受反压Ui,则VT1VT4两端电压均为Ui/2。变压器原边绕组NP流过电流ip=0.电感L中的电流通过变压器副边绕组和二极管VD5、VD6续流，两个二极管VD5、VD6几乎同等的导通，也有相同的正向压降，因而变压器副边绕组Ns两端电压为0，折算到变压器原边绕组NP两端电压uT也为0。t2时刻，给VT2、VT3加驱动信号，VT2、VT3饱和导通，电路

36、进入下半周期t2t3阶段：能量传输阶段；t2时刻，给VT2、VT3加驱动信号，VT2、VT3饱和导通。VT2、VT3两端电压uce2、uce3均为0。VT1、VT4均承受反压Ui即uce1、uce4均为Ui。由于VT2、VT3导通，变压器原边绕组NP两端电压uT极性为上负下正，大小等于输入电压Ui。其中流过电流ip，ip由负载电流折算值和磁化电流所组成并且在反方向上随时间以额定速率逐渐增大。同时，副边的整流二极管VD6导通，VD5关断，电流上升速率由滤波电感L确定。t3t4续流阶段；VT1VT4均关断，VT1、VT4串联承受反压Ui，VT2、VT3串联承受反压Ui,则VT1VT4两端电压均为U

37、i/2。变压器原边绕组NP流过电流ip=0。电感L中的电流通过变压器副边绕组和二极管VD5、VD6续流，两个二极管VD5、VD6几乎同等的导通，也有相同的正向压降，因而变压器副边绕组Ns两端电压为0，折算到变压器原边绕组NP两端电压uT也为0。3.20 试以半桥变换器为例，说明开关管动态特性参数对电路工作有何不利影响，可以采取何种措施消除或减小这些影响。图3-28 半桥变换器的电路拓扑开关管动态特性参数对电路工作有何不利影响：由于两个电容连接点B的电位随VT1、VT2导通情况而浮动的，所以能自动地平衡每个晶体管开关的伏秒值。若这两个晶体管开关具有不同的开关动态特性参数，即在相同宽度的基极驱动脉

38、冲作用下开关管VT1较慢关断，而开关管VT2则较快关断时，则在VT1连接点处产生了不平衡的伏秒值。如果让这种不平衡的波形驱动变压器，将会发生偏磁现象，致使铁芯饱和并产生过大的开关管集电极电流，从而降低了变换器的效率，使开关管失控，甚至烧毁。改善偏磁现象的措施：在变压器原边线圈中加入一个串联耦合电容C3，则与不平衡的伏秒值成正比的直流偏压将被此电容通过隔直作用滤掉，这样在开关管导通期间，就可以平衡电压的伏秒值。减少开关管动态特性参数对电路工作的不利影响：在晶体管基极电路上加入嵌位二极管，使其工作在临界饱和状态下，较少了存储时间，使晶体管的关断时间尽量趋于一致。3.21 Buck电路是如何实现电压

39、变换、电流变换的；Buck电路和Boost电路又有怎样的联系？图3.1为基本的DC-DC电压变换原理电路及输入、输出波形。基本的DC-DC电压变换原理电路图见图3.1（a），从图中可以看出：输入电压源ui通过开关管VT与负载RL相关联，当开关管VT导通时，输出电压等于输入电压，即uo=ui；而当开关管VT关断时，输出电压等于零，即uo=0。基本电压变化的输出波形如图3.1（c）所示，显然，若令输出电压的平均值为Uo，则Uoui。可见图3.1（a）所示的电压变换器实现了降压型DC-DC变换器（Buck电压变换器）的基本变换功能。图3-1（b）为基本的DC-DC电流变换原理电路，从图中可以看出：输

40、入电流源Ii通过开关管VT与负载RL相并联，当开关管VT关断时，输出电流等于输入电流，即io=ii;而当开关管VT导通时，输出电流为0，即io=0。基本的电流变化的输出波形如图3.1（d）所示，显然，若令输出电流的平均值为Io，则Ioii。图3.1（b）所示的变换电路实现了降流型DC-DC变换器（Buck电流变换器）的基本变换功能。(a)电压变换原理电路 (b) 电流变换原理电路 (c) 电压变换波形 (d) 电流变换波形图3-1 DC-DC电压、电流变换原理电路及输入、输出波形若考虑变换器的输入、输出能量的不变性（忽略电路及元器件的损耗），则Buck型电压变换器在完成降压变换的同时也完成了升

41、流变换，同理Boost型电流变换器在完成降流变换的同时也完成了升压变换。可见，Boost型电压变换和Buck型电流变换以及Boost型电流变换和Buck型电压变换存在功能上的对偶性。3.22 如何在Buck和Boost电路的基础上构建升降压斩波电路？并比较Buck-Boost电路和Boost-Buck电路之间存在怎样的异同点。将Boost型、Buck型变换器电路相互串联并进行适当化简，即可构建Boost-Buck型变换器。Boost-Buck型DC-DC电压变换器构建的方法： 输入级采用Boost型电压变换器，并将其输出负载省略。输出级则采用Buck型电压变换器电路，并将其输出电压源省略。串联

42、Boost型电压变换器电路的输出与Buck型电压变换器电路的输入。 若假设两电路串联后的开关管VT1、VT2为同步斩波开关管，省略冗余元件。根据开关管VT1、VT2导通时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VT1、VT2为VT12,得到一个等效电流。根据开关管VT1、VT2关断时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VD1、VD2合并为VD12，得到另一个等效电路。使上述两个变换器等效电路的输入输出具有公共电位参考点得到boost-buck型DC-DC电压变换器。两类变换器的输入输出电压极性均为反向极性，相对于Boost-Buck型电压变换器，Buck-Boost型电压变换器电路结构简单，并

43、且其中的储能元件也比较小。但是Buck-Boost型电压变换器中由于输入输出电流均有电感，因此变换器的输入输出电流一般情况下均为连续电流（轻载时电流可能断续）。3.23 简述如图所示的升压斩波电路的工作原理。题3.23图假设电路中的电感值L值很大，电容C值也很大。当VT处于通态时，电源向电感L充电，充电电流基本恒定为I1,同时电容C上的电压向负载R供电，因C值很大，基本保持输出电压为恒值Uo。设VT处于通态的时间为ton,此阶段电感L上积蓄的能量为EI1ton。当VT处于断态时E和L共同向电容C充电并向负载R提供能量。设VT处于断态的时间为toff,则在此期间电感L释放的能量为（Uo-E）I1

44、toff。当电路工作于稳态时，一个周期T中电感L积蓄的能量与释放的能量相等，即：化简得：式中的，输出电压高于电源电压，故称该电路为升压斩波电路。 3.24 什么是直流斩波电路的电流连续状态和电流断续状态？基本直流斩波电路包含降压（Buck）斩波电路、升压（Boost）斩波电路，升降压（Buck-Boost）斩波电路和丘克（Cuk）斩波电路。对于Buck、Boost和Buck-Boost斩波电路，电流连续状态对应电感电流恒大于零，介于I1与I2之间变化；电流断续状态是指在开关器件关断的toff期间内，电感电流iL已降为零，且保持一段时间。对于Cuk斩波电路，电流连续状态是指在开关器件关断的tof

45、f期间内，流过二极管VD（不是电感）的电流总是大于零；电流断续状态是指开关器件关断的toff期间内，流过VD电流降为零，且保持一段时间。3.25 试分别简述升降压斩波电路和Cuk斩波电路的基本原理，并比较其异同点。升降压斩波电路的基本原理：当可控开关VT处于通态时，电源E经VT向电感L供电使其贮存能量。此后，使VT关断，电感L中贮存的能量向负载释放。负载电压极性为上负下正，与电源电压极性相反。稳态时，一个周期T内电感L两端电压uL对时间的积分为零，即当VT处于通态期间，uL = E；而当VT处于断态期间，uL = - uo。于是：所以输出电压为：改变导通比，输出电压既可以比电源电压高，也可以比

46、电源电压低。当01/2时为降压，当1/21时为升压，因此将该电路称作升降压斩波电路。Cuk斩波电路的基本原理：当VT处于通态时，EL1VT回路和RL2CVT回路分别流过电流。当VT处于断态时，EL1CVD回路和RL2VD回路分别流过电流。输出电压的极性与电源电压极性相反。假设电容C很大使电容电压uC的脉动足够小时。当开关S合到B点时，B点电压uB=0，A点电压uA= - uC；相反，当S合到A点时，uB= uC，uA=0。因此，B点电压uB的平均值为（UC为电容电压uC的平均值），又因电感L1的电压平均值为零，所以。另一方面，A点的电压平均值为，且L2的电压平均值为零，按图3-4中输出电压Uo的极性，有。于是可得出输出电压Uo与电源电压E的关系：两个电路实现的功能是一致的，均可方便的实现升降压斩波。与升降压斩波电路相比，Cuk斩波电路有一个明显的优点，其输入电源电流和输出负载电流都是连续的，且脉动很小，有利于对输入、输出进行滤波。3.26 对于如图所示的桥式可