低压低功耗运算放大器的设计.doc

1、摘 要当今社会便携式电子产品已成为人们消费的主流，为了延长所用电池的寿命，驱使IC产品朝着低压低功耗的方向发展。同时为了提高集成度降低成本，晶体管尺寸也在不断的降低。所有这些使得电源电压变的越来越低，而晶体管的闭值电压并没有发生变化，结果对模数混合信号系统中的模拟电路设计提出了极大的挑战。运算放大器作为大多数模拟系统中最基本模块，要求其在低压情况下具有高增益和宽带宽。为了提高增益，传统的cascode结构由于其摆幅的降低已不再适合低压设计，这样只能通过增加级联的增益级数目来达到高增益目的。但是由于出现了多个极点，使得多级放大器遭受了环路稳定性问题。因此基于米勒补偿方法，该论文里提出了有源反馈频

2、率补偿方法，该方法不仅保证了环路的稳定性，而且出现了一个左半平面零点，增加了相位裕度，降低了补偿电容尺寸，达到了宽带宽的目的，也提高了转换速率。除此之外该论文里的运放增加了前馈增益级，这样就有效的控制了非主极点的Q值，保证了高频时补偿环路是负反馈的。同时利用前馈跨导和输出级跨导设计了AB类输出级，提高了传输效率。为了提高在低压环境下的信噪比，该论文里设计了具有恒定跨导和输出电流Rail-to-Rail输入级，这样就保证在整个共模输入范围内增益、带宽和转换速率是恒定的，同时也降低了补偿的难度。相对于内部米勒补偿方法(NMC)，该论文的补偿方法由于出现了左半平面零点，只需输出跨导和输入级跨导处于同

3、一个数量级即可保证稳定性，而NMC却需要输出跨导远大于输入级跨导，因此该方法达到了低功耗的目的。基于csmc0.5umCMOS工艺，利用speetre仿真工具，对所设计的运放进行了详细的仿真。结果表明:在2.5V的电源电压下，功耗为1.28mw，直流增益107dB，单位增益带宽4M以上，相位裕度68，输入输出实现了全摆幅，达到了预期的目标。关键词：低压低功耗；运算放大器；Rail-to-Rail Abstract In todays society portable electronics products has become the mainstream of people consump

4、tion used to prolong battery life, drive IC products toward the direction of low-pressure low power consumption. To improve the level of integration cost reduction, transistor size is also in constant reduced. All of this makes the power supply voltage is becoming more and more low, and the transist

5、ors closed value voltage and nothing changes of mixed signal system adc results of the analog circuit design puts forward the great challenges. Operational amplifier as most simulation system is the most basic module, asking them at low cases has high gain .And wide bandwidth. In order to improve th

6、e gain, traditional. Ascode structure because of its place of lower no longer fit for low voltage asher .Plan, so only through cascade gain levels increased the number to achieve high gain purpose. But as presented many poles .Point, make suffered a loop multi-level amplifier stability issues. So ab

7、imelech compensation method based on the thesis puts forward .The active feedback frequency compensation method, this method not only ensure the stability of the loop, and it appeared a left brain flat .Surface zero, increased phase power margin, reduced compensation capacitor size, reached a wide b

8、andwidth purpose, but also increased the turn change rate. Besides the papers increased the op-amp feed-forward gain level, thus effectively control the main pole .The Q value, and to ensure the high frequency compensation loop is negative when. Meanwhile feedforward transconductance and output leve

9、l transconductance design.The AB, improving the level of output transmitting efficiency. In order to improve the environment in the low signal-to-noise ratio, this thesis design A constant transconductance and output current rall a rall to the input stage, such a guarantee in the whole input common-

10、mode range gain, bandwidth and conversion rate is constant, but also reduce the difficulty of the compensation. Relative to the internal miller compensation method (NMC), this paper due compensation method of planar zero appeared, simply left output transconductance and input level transconductance

11、in the same order of magnitude can guarantee stability, and then the NMC but need output transconductance far outweigh the input stage, so this method transconductance reached a low power consumption purposes. Based on sumcM0s process, use esmco. Speetre simulation tools, the design of op-amp carrie

12、d on the detailed simulation. The results show that the voltage of power supply in 2.5 v, power consumption, dc gain for 1.28 mw 107dB, unity-gain bandwidth 4M above, phase margins, 68, input/output achieved full swing, achieve the expected goal. Key words: low voltage;low power consumption; active

13、frequency compensation Rail-to- Rail;operational amplifier 目 录摘 要IAbstractII1前言11.1本研究的目的与意义11.2国内外研究文献综述11.3本研究的主要内容22运算放大器42.1放大器的原理42.2运算放大器的原理42.3理想运放和理想运放条件63运算放大器的模块分析与设计83.1运放的偏置电路设计83.2低压低功耗运算放大器的输入级设计93.3运放的增益设计103.4运放的输出级设计114低压低功耗运算放大器的整体设计134.1运放的整体结构与传输函数分析134.2运放的频率特性分析与参数设计174.3运放的整体电

14、路215运算放大器的仿真与结果分析235.1运放的直流参数仿真235.2运放的交流参数仿真286结论30参考文献31致 谢32III1前言1.1本研究的目的与意义近年来，随着长寿命便携式电子产品的广泛应用和高性能VLSI系统集成的迅速发展，低功耗设计已逐渐成为当前集成电路设计的主要考虑因素之一1。随着CMOS工艺向超深亚微米技术的发展，晶体管特征尺寸不断减小；为了保证集成电路的性能，降低功耗，减小各种寄生效应，在降低阈值电压的同时，必然要求降低芯片内部的电源电压。这极大提高了数字电路的性能和集成度：一方面，最小尺寸器件的使用大大减小了数字电路单元的面积；另一方面，由于数字电路的平均功耗与电源电

15、压成正比，降低电源电压也就相应地减小了数字电路单元的功耗。而对于模拟电路，由于噪声和失调的限制不能使用最小尺寸器件，因此对于特征尺寸的缩小受益很少。此外，电源电压的降低迫使模拟电路单元在动态范围、电路速度等方面的性能大大降低，因而使得电路设计更加复杂化。运算放大器是模拟电路最重要的电路单元，广泛应用于许多混合信号处理电路，如模/数、数/模转换器和开关电容等模拟电路2，因此低压低功耗运算放大器的结构设计就成为设计低功耗模拟系统最基本的工作，特别是在SOC的模拟电路中。由于晶体管的阈值电压并不随着特征尺寸的减小而线性减小，所以在低电源电压环境下，CMOS运算放大器的输入输出信号的动态范围大大减小3

16、。为了提高低压低功耗运放的性能，增大输入输出信号的动态范围，最好能达到整个电源电压范围，即轨到轨（Rail-to-Rail），必须对运放的差分输入级和输出级进行改进设计。对于输入级，恒跨导的 Rail-to-Rail设计是研究的热点，实现的方法很多：通过电流舵控制两输入对的之和，以此调节总跨导4；使尾电流的方根之和与n沟和p沟跨导成比例5；利用偏置回路来保持尾电流平方根之和的恒定6，这种方法目前应用最为广泛。而输出级多采用共源共栅或AB类输出结构，但共源共栅结构的输出摆幅不能严格实现Rail-to-Rail，故目前大多数紧凑式低压运放常采用后者。本文主要综合讨论了两种分别工作于弱反型区和强反型

17、区的、利用比例电流镜控制的恒跨导Rail-to-Rail输入级及两种AB类控制的Rail-to-Rail输出级的结构设计。1.2国内外研究文献综述近些年来，由于国外具有先进半导体制造业和雄厚的技术基础，推出了性能极佳的运算放大器。尤其是美国国家半导体公司(National Semieonduetor corporation)采用自己专有的全新VIP50工艺技术，成功的开发了在准确度、功耗及电压噪音等方面都有大幅度改善的6款运算放大器，预计这些最新开发的芯片在满足工业应用、医疗设备及汽车电子系统等产品市场需求方面没有任何问题。这几款芯片除了在上述几方面有大幅改进之外，所采用的封装也极为小巧，因此

18、也很适合便携式电子产品采用。我们知道在低功耗、低电压放大器设计方面美国国家半导体是领导者，并且最近该公司推出4款型号分别为LMV651、LMV791、LPV5ll及LPV72巧的全新运算放大器，其特色是增益带积达到世界的最先进水平。以 12MHz单位增益带宽的LMV651放大器为例来说，这款放大器比采用了SOT及SC70封装技术的主要竞争产品节省多达90%的用电。其他的产品也各有自己的优点，其中包括低至1A以下的电流以及高达12V的操作电压等特色。相对于国外放大器的研究程度，国内研究要逊色很多。由于没有先进半导体制造工艺提供研究平台，再加上国内微电子起步较晚，技术力量比较单薄，而CMOS低压低

19、功耗特别是微功耗运放的研发方面才刚刚开始，结果在放大器设计方面不够理想。不过，在政府的大力支持下，再借助于国外的成功经验，国内的微电子产业正以飞快的速度追赶国外。1.3本研究的主要内容本文是针对运算放大器的低压低功耗方面进行了分析与研究，主要对低压运放Rail-to-Rail输入级的恒定跨导和转换速率、有源频率补偿、前馈增益级和AB类输出级四个关键技术进行了研究。本文的研究工作主要有以下几方面:l)带有恒定跨导和转换速率的Rail-to-Rail输入级设计由于电源电压的降低，使得共模输入范围变的很小，不适合大多数电路的应用。而通常设计出来的Rail-to-Rail输入级，不能实现恒定的跨导和转

20、换速率，使得增益在整个共模输入范围内是可变的，同时对电路的补偿带来了极大的困难。因此，在该论文里应用了新的输入级电路结构，不仅具有Rail-to-Rail的输入共模范围，而且也实现了恒定的跨导和转换速率。2)三级放大器的频率补偿设计对于三级放大器，最可能出问题的地方就是频率补偿。相对于内部米勒补偿，这里使用了有源反馈频率补偿，减小了补偿电容的尺寸，使得单位增益频率得到很大的改进。该方法不仅消除了内部米勒补偿的右半平面零点，而且也产生一个左半平面零点，提高了相位裕度。这样就降低了输出跨导，节约了功耗。3)前馈增益级和AB类输出级该运放是用三级放大器来实现的，由于级数越多，其速度越慢，并且在高频时

21、补偿电容相当于短路，容易形成正反馈环路。于是在该运放里应用了前馈增益级使得在高频时信号从前馈增益级通过，不仅解决了速度问题，而且避免了正反馈环路的出现。除此之外，巧妙的利用前馈增益级和A类输出级设计了AB类输出级，提高了运放的驱动能力。本论文内容安排如下:第一章论述了课题的研究背景与意义，对运放的发展、应用及国内外研究现状做了简要的介绍，同时对论文的内容进行了安排。第二章简要的论述了运放理论设计的基础知识，同时对运放各种性能指标和基本的结构框架进行了简单的介绍。第三章对运放的偏置电路、Rail-to-Rail输入级电路、增益级和各种输出级电路进行了详细的分析与设计，对比了各种设计结构，最终提出

22、了本论文的电路结构。第四章对运放的整体电路进行了幅频特性分析。从运放的小信号等效电路到传输函数计算，再对电路的稳定性和频率补偿进行了详细的分析。然后根据三阶butterworth多项式，设计了运放的各个参数。最后，简要的介绍了运放的版图设计。第五章仿真了运放的各个性能参数，并对仿真结果进行了简要的分析。最后阐述了针对不同的应用场合，运放所需电源电压也可以有所改变，并仿真了主要性能指标参数。第六章对自己论文期间所做的工作进行了总结。2运算放大器能把输入讯号的电压或功率放大的装置，由电子管或晶体管、电源变压器和其他电器元件组成。用在通讯、广播、雷达、电视、自动控制等各种装置中。 2.1放大器的原理

23、高频功率放大器用于发射机的末级，作用是将高频已调波信号进行功率放大，以满足发送功率的要求，然后经过天线将其辐射到空间，保证在一定区域内的接收机可以接收到满意的信号电平，并且不干扰相邻信道的通信。高频功率放大器是通信系统中发送装置的重要组件。按其工作频带的宽窄划分为窄带高频功率放大器和宽带高频功率放大器两种，窄带高频功率放大器通常以具有选频滤波作用的选频电路作为输出回路，故又称为调谐功率放大器或谐振功率放大器；宽带高频功率放大器的输出电路则是传输线变压器或其他宽带匹配电路，因此又称为非调谐功率放大器。 2.2运算放大器的原理运算放大器（Operational Amplifier,简称OP、OPA

24、、OPAMP）是一种直流耦合，差模（差动模式）输入、通常为单端输出（Differential-in, single-ended output）的高增益（gain）电压放大器，因为刚开始主要用于加法，乘法等运算电路中，因而得名。一个理想的运算放大器必须具备下列特性：无限大的输入阻抗、等于零的输出阻抗、无限大的开回路增益、无限大的共模排斥比的部分、无限大的频宽。最基本的运算放大器见图2.1一个运算放大器模组一般包括一个正输入端(OP_P)、一个负输入端(OP_N)和一个输出端(OP_O)。图2.1 运算放大器常使用运算放大器时，会将其输出端与其反相输入端（inverting input node）

25、连接，形成一负反馈（negative feedback）组态。原因是运算放大器的电压增益非常大，范围从数百至数万倍不等，使用负反馈方可保证电路的稳定运作。但是这并不代表运算放大器不能连接成正回馈（positive feedback），相反地，在很多需要产生震荡讯号的系统中，正回馈组态的运算放大器是很常见的组成元件。 2.2.1开环回路图2.2 开环运算放大器开环回路运算放大器如图2.2，一个理想运算放大器采用开回路的方式工作时，其输出与输入电压的关系式如下： (2-1)其中Aog代表运算放大器的开环回路差动增益由于运算放大器的开环回路增益非常高，因此就算输入端的差动讯号很小，仍然会让输出讯号饱

26、和，导致非线性的失真出现。因此运算放大器很少以开环回路出现在电路系统中，少数的例外是用运算放大器做比较器，比较器的输出通常为逻辑准位元的0与1。 2.2.2闭环负反馈将运算放大器的反向输入端与输出端连接起来，放大器电路就处在负反馈组态的状况，此时通常可以将电路简单地称为闭环放大器。闭环放大器依据输入讯号进入放大器的端点又可分为反相（inverting）放大器与非反相（non-inverting）放大器两种。 反相闭环放大器见图2.3。假设这个闭环放大器使用理想的运算放大器，则因为其开环增益为无限大，所以运算放大器的两输入端为虚接地（virtual ground），其输出与输入电压的关系式如下：

27、Vout = -(Rf / Rin) * Vin (2-2)图2.3反相闭环放大器非反相闭环放大器如图2.4闭环放大器使用理想的运算放大器，则因为其开环增益为无限大，所以运算放大器的两输入端电压差几乎为零，其输出与输入电压的关系式如下：Vout = (R2 / R1) + 1) * Vin （2-3）图2.4非反相闭环放大器 2.3理想运放和理想运放条件在分析和综合运放应用电路时，大多数情况下，可以将集成运放看成一个理想运算放大器。理想运放顾名思义是将集成运放的各项技术指标理想化。由于实际运放的技术指标比较接近理想运放，因此由理想化带来的误差非常小，在一般的工程计算中可以忽略。 理想运放各项技

28、术指标具体如下： 1开环差模电压放大倍数Aod = ； 2输入电阻Rid = ；输出电阻Rod =0 3输入偏置电流IB1=IB2=0； 4失调电压UIO、失调电流IIO、失调电压温漂、失调电流温漂DT均为零； 5共模抑制比CMRR = ；6-3dB带宽fh= ； 7无内部干扰和噪声。 实际运放的参数达到如下水平即可以按理想运放对待：电压放大倍数达到104105倍；输入电阻达到105；输出电阻小于几百欧姆； 外电路中的电流远大于偏置电流；失调电压、失调电流及其温漂很小，造成电路的漂移在允许范围之内，电路的稳定性符合要求即可；输入最小信号时，有一定信噪比，共模抑制比大于等于60dB；带宽符合电路

29、带宽要求即可。 运算放大器中的虚短和虚断含意 理想运放工作在线性区时可以得出二条重要的结论： 2.3.1虚短因为理想运放的电压放大倍数很大，而运放工作在线性区，是一个线性放大电路，输出电压不超出线性范围（即有限值），所以，运算放大器同相输入端与反相输入端的电位十分接近相等。在运放供电电压为15V时，输出的最大值一般在1013。所以运放两输入端的电压差，在1mV以下，近似两输入端短路。这一特性称为虚短，显然这不是真正的短路，只是分析电路时在允许误差范围之内的合理近似。 2.3.2虚断由于运放的输入电阻一般都在几百千欧以上，流入运放同相输入端和反相输入端中的电流十分微小，比外电路中的电流小几个数量

30、级，流入运放的电流往往可以忽略，这相当运放的输入端开路，这一特性称为虚断。显然，运放的输入端不能真正开路。 运用“虚短”、“虚断”这两个概念，在分析运放线性应用电路时，可以简化应用电路的分析过程。运算放大器构成的运算电路均要求输入与输出之间满足一定的函数关系，因此均可应用这两条结论。如果运放不在线性区工作，也就没有“虚短”、“虚断”的特性。如果测量运放两输入端的电位，达到几毫伏以上，往往该运放不在线性区工作，或者已经损坏。- 33 -3运算放大器的模块分析与设计设计一个比较理想的运算放大器，首先是根据所要求的性能指标，来选择适合自己的电路模块，这些模块必须从宏观理论上可以实现性能指标的要求。而

31、近些年来随着CMOS工艺的不断改进，集成度越来越高，出于成本原因直接在芯片集成了一个系统(SOC)。但是由于晶体管的尺寸不断的降低，为了防止击穿，使得电源电压也不断的降低，结果运放的共模输入电压范围变得越来越小，不在适合广大反馈系统的使用，于是在输入级必须扩大共模输入电压范围，实现Rail-to-Rail。在增益级方面，以前可以实现高增益的ascode结构不再适用，只能通过减小叠加的晶体管层数来达到低压设计的目的，但是这样做意味着增益也就降低了。而一般通用的运放其增益需要在IOOdB左右，结果原有的二级放大器增益不能达到这个指标，于是需要再级联一个增益级才能够满足所需求的增益。但是也带来了一个

32、多余的极点，使得相位裕度变得很恶劣。为了提高驱动能力和传输效率，在输出级选用了AB类结构。 3.1运放的偏置电路对于偏置电路设计的好坏，直接关系到运放在不同的条件下能否进行正常的工作。而偏置电路的设计往往要考虑到所需偏置的主体电路，这样即使在流片的过程中工艺发生了偏移，而偏置电路也能跟随着主体电路发生一致性的偏移，降低电路偏置失效的可能性。偏置压电路采用了PN结导通电压作为基准电压来偏置通过电阻的电流，在CMOS工艺中，PNP晶体管是利用衬底、N阱和P阱注入来产生的。由于晶体管Mbl、Mb3和Mb4、Mb5组成了1:1的电流镜，形成一个反馈电路，这样驱使流过电阻的电流和流过三极管Ql的电流是相

33、等的，于是就可得出提供的基准电流为。但是这样实现的偏置电路需要比较高的电源电压，但是我们知道对于NMOS晶体管工作在饱和区的条件是，于是为了降低电源电，电流镜Mb4、Mb5采用低电压的结构，二极管连接的晶体管Mbs在栅和漏之间加入了一个衬底三极管Q0的，Q0集电极必须接地，因为集电极是由衬底实现的，由于，那么Mb5的漏极比栅极低了一个，但是还是工作在饱和区。在这种条件下，在很低电源电压就能够确保偏置电路正常的工作。这种偏置电路所产生的偏置基准电流的温度系数较大，因为PN结的温度系数。在二极管连接的晶体管Mbl中通过了基准电流，于是根据电流镜的工作原理，可得通过Mb6的电流也是基准电流，这样我们

34、就给主电路的N型电流源提供了偏置电压，同时Mb9给主电路的P型电流源提供了偏置电压。由于在运放的增益级含有一个cascode结构，这样就需要两个偏置和。这些偏置电压主要是通过晶体管Mbl0-Mbl4来实现，Mb13的栅极连到了Mbl2的漏，这种连接方式降低了所需求电源电压。要想使Mb13和Mbl2分别工作在饱和区，须满足条件和。综合后可得，因此根据增益级所需的偏置电压，可分别求出，和的电压范围。要想满足以上的条件，相对于Mb12的宽长比Mbll要小一些。由于运放可能运作各种瞬态情况下，为了减小各种翻转信号的干扰，于是另外添加了一个电流镜来提供偏置电压。运放的输入级是用来检测差分输入电压信号，整

35、个过程容易受到各种信号的干扰，如噪声、共模串扰和本身固有的一些失调。同时由于电源电压的不断降低而引起共模输入范围也不断的降低，降低了信噪比，结果使得运放输入级的设计必须致力于低压并且能够实现Rail-to-Rail。我们知道，电源电压的降低实质是降低了共模输入范围 3.2低压低功耗运算放大器的输入级设计运算放大器的输入级是运放的重要组成部分，其主要作用是放大输入的差分信号，同时有效抑制共模信号。共模输入范围是运放输入级的一个重要参数。当输入共模电压在此范围内，即使输入很小的差分信号，输入级都能正常工作。因此，在设计运放输入级时应主要考虑使共模输入电压保持在共模输入范围内。此外，运放的其它重要性

36、能参数如输入相关噪声、失调和共模抑制比等也都是由输入级决定的。通常，运算放大器的输入级均采用匹配性能好，失调、温漂很小的差分放大电路。其典型结构为P沟输入对管 M1-M2，或N沟输入对管 M3-M4对P沟差分对来说，共模输入电压范围为: (3-1)其中，为共模输入电压，为P管的栅源电压，为电流源两端正电为负电源。对N沟差分对来说，其共模输入电压范围为： (3-2)一个电源电极。因此，这一结构仅适用于共模输入范围较小的放大器，如反相放大器。而很多大摆幅的放大器，如电压跟随器，要求共模输入范围尽可能的大，最好达到Rail-to-Rail。特别在低电压情况下，运放输入级的共模输入范围通常要求共模信号

37、在整个电源范围内变化时电路都能正常工作，这就要采用N管和P管并联的互补差分对结构，其共模输入范围为： （3-3）从而实现了输入级的 Rail-to-Rail。为了保证共模输入范围达到 Rail-to-Rail，其最小电源电压为： （3-4）当电源电压大于最小电源电压时，共模输入范围可分为三部分：当共模输入电压接近负电源时，仅P沟输入对导通；当共模输入电压处于中间值时，P沟和N沟输入对均导通；当共模输入电压接近正电源时，仅N沟输入对导通。而当电源电压小于最小电源电压时，会在共模输入电压范围的中间部分出现断层。为了保证 Rail-to-Rail 输入结构的性能，常用折叠共源共栅代替电流镜作互补输入

38、对的负载。Rail-to-Rail 结构的一个主要缺点是其跨导会在整个共模输入范围内变化接近一倍若将其运用于带有反馈回路的运放中，其环路增益也变化近一倍，必将引起失真的增大。当输入级跨导增大一倍，则单位增益频率增大一倍，从而导致相位裕度减小，运放稳定性变差，因此跨导变化也使频率补偿变得十分困难。若输出管偏置在强反型区，则共模输入电压在中间值时输出管的工作电流为其在两极值时的四倍。通常，输出管的工作电流很大程度上决定了运放的总电流，从而决定了总功耗。所以放大器的实际功耗将是两极值时的四倍。因此，为克服 Rail-to-Rail 结构的这些缺点，其跨导应保持不变。 3.3运放的增益设计在该论文里设

39、计的运放为了能够在低压条件下具有比较大的开环增益，由于输出级是AB类，它的增益是很小的，所以通过级联三级放大器来实现。为了使补偿环路是负反馈的，中间增益级必须是同向放大器，如同输出级一样，还必须是单端的。但是，单晶体管实现的放大器总是反向的，不能用来设计三级放大器的第二级，否则通过补偿电容提供了正反馈环路。有两种方法可以实现同向放大器，一种方法是采用一级差分放大器结构，另一种结构是采用电流镜结构。如果所有晶体管通过了相等的DC电流，那么这两种结构功耗是一样的。因此，对于这两种结构，唯一不同的就是哪个能够获得更好的频率特性。这样同向增益级就可以产生很高的非主极点，对整个运放稳定性不会造成影响。对

40、于两种不同结构的同向增益级电路，在低频的时候没有什么区别。但是在高频时，差分对结构相对于电流镜结构就呈现了低的极点。在A点处，利用PMOS做的电流镜，我们知道和NMOS电流镜相比要想流过相等的电流，PMOS的尺寸至少是NMOS的两倍，因此在A点就产生了大于B点处的寄生电容，使得A点处极点低于B点处的极点。因此就高频时的性能而言，该论文里选择电流镜结构来实现同向增益级。 3.4运放的输出级设计运放输出级的主要目的是在允许失真范围内给负载传送一定的信号功率。在低压、低功耗环境下，可通过有效地利用电源电压和工作电流来达到上述目的。为此，输出电压范围应尽可能大，最好能达到 Rail-to-Rail。因

41、此，输出管一般接成共源级结构。为了有效利用电源功率和工作电流，输出级应在较低的静态电流下有较大的输出电流。B 类偏置的输出级在静态电流接近于0时有较大的输出电流，且 Rail-to-Rail B类输出级的有效功率是Rail-to-Rail输出正弦波的 75%，因此B类偏置对于低压低功耗的要求十分理想。但其缺点是引入了较大的交越失真。而使用A类偏置可使这一失真达到最小。但A类偏置输出级的最大输出电流与静态电流相等，这使其有效功率仅为 Rail-to-Rail 输出正弦波的25%。因此从功率角度考虑，A类偏置很不实用。折衷考虑失真和静态功耗，输出级应偏置于A类和B类之间，称为AB类偏置。AB类偏置

42、有较小的静态输出电流，因此相对于B类偏置减小了交越失真，且其最大输出电流比其静态电流要大的多，因此其有效功率比A类偏置高得多不传送输出电流的输出管偏置于最小电流。这一小电流阻止了无源输出管的开启延迟，从而也减小了交越失真。下面将讨论适用于低压环境下运放的 AB 类前馈式控制电路：在 Rail-to-Rail 输出级中，AB 类传输函数可通过保持输出管栅极间电压恒定来实现。用晶体管耦合的直接前馈通路实现的AB类前馈式输出如图3.1所示。M1、M5为 Rail-to-Rail 输出管，M4、M8组成晶体管耦合的AB类控制电路。Iim1和Iim2为同相位的小信号电流源。电路中的两个回路M1-M4和M

43、5-M8控制输出管的静态电流。采用 M4、M8固定输出管栅极间电压，比采用电阻更节省电路面积，同时降低了该栅极间电压对电源、工艺的敏感性。图3.1晶体管耦合前馈式AB类控制的Rail-to-Rail输出级静态条件下，电流 平均分给 M4和 M8。为补偿体效应的影响，分别调节 M7-M8和 M3-M4，使它们分别具有相等的栅源电压，则 M5-M6和 M1-M2的栅源电压也分别相等，可计算出输出管的静态电流为: (3-5)设 和相等，且管子尺寸满足下式关系： (3-6)若输出级处于强反型区，则推、拉电流间的关系为：+=2 (3-7)其中： (3-8)推、拉电流遵循式直到其中任一电流值超过： (3-

44、9)若推电流超出，M4关闭，整个偏置电流都将流过 M8。则流过输出管 M5的电流为最小值。此最小值可由式（9）得到： （3-10）若推电流或拉电流变大，流过输出管的电流为最小值0.5。无论强反型区或弱反型区，在任一输出管将 M4或 M8推出饱和区之前，AB 类控制电路都能正常工作。该输出级的最小电源电压等于两重栅源电压和一个饱和电压之和，因此适用于低压运放。晶体管耦合的 AB 类控制电路的优点是，几乎不会增加输出级的功耗。另外，由于它只用晶体管实现栅极间耦合，因此具有良好的高频特性。仅驱动一个输出管的栅极时，这一点是有用的，此时信号仅通过一个 AB 类管来驱动另一栅极。4低压低功耗运算放大器的

45、整体设计在当前的大规模集成电路设计中，很多电路系统被集成到了同一块硅片上。为了提高晶体管的特征频率并降低成本，晶体管尺寸越来越小，为了防止击穿要求电源电压也不断的降低。但是，由于数字逻辑电路漏电的原因，晶体管闽值电压并没有随着尺寸的减小而降低，结果致使混合信号中的模拟电路设计变得相当困难。运算放大器作为大数模拟系统中最基本的模块，在低电压情况下，信号的动态范围、增益和带宽不满足应用的需求。因此针对以上问题，运放由以前的cascode结构过度到了现在的cascade结构。这样做虽然解决了低压问题，但是也带来了多极点的问题，而这些极点会使放大器在闭环应用中出现不稳定的现象。于是就需要一个最佳的频率

46、补偿电路来保证多级放大器稳定性方面不会出问题，同时也要符合低压低功耗的设计要求。为了进一步的改进低功耗设计中的放大器带宽，本论文里提出有源反馈频率补偿结构。与那些无源电容反馈补偿结构相比，该结构在主要的补偿电容上串联了一个有源正的增益级，结果使得该结构所需求的补偿电容与其他结构相比就减小了。这样就增加了放大器的带宽，提高了瞬态响应能力，减小了芯片面积，降低了成本。 4.1运放的整体结构与传输函数分析除了上面介绍的以外，该结构中增加了额外的高速路径feedforwardstage(FFS)，这样在高频应用中，高频信号并不从慢响应的高增益路径通过，而从FFS通过。这种补偿技术的基本结构见图4.1所

47、示。A1AsAaAf 图4.1有源反馈频率补偿放大器的基本结构 图中Al是输入模块，主要由一个输入差分对来实现。高增益模块A(s)由两个增益级级联来实现的，Af是前馈增益级FFS的增益，反馈增益级feedbackstage(FBS)与补偿电容Cm级联保证放大器的稳定性。这种结构的优点就是通过前馈增益级Af的高速路径来控制放大器的高频工作，并且能够有效的控制非主复极点的位置和品质因素Q值，因此也能够控制放大器的带宽。图4.2 FFS和FBS小信号等效电路图图4.2FFS和FBS小信号等效电路，电阻是FBS的等效输入电阻，和是输入模块的等效小信号输出阻抗和电容和分别是FBS和FFS的等效输入跨导。在高频时，补偿电容短路，任何输出信号都能够被FBs的输入电阻检测到，