单相并网逆变器总体设计.doc

1、 目录摘要IAbstractII第1章 绪论11.1 国内外可再生能源开发的现状及前景11.1.1 可再生能源开发的现状及前景11.1.2 可再生能源并网发电系统31.2 并网逆变器的研究现状及趋势41.3 本文的结构及主要内容6第2章 单相并网逆变器总体设计82.1 并网逆变器组成原理及主体电路硬件设计82.1.1 系统逆变主体电路拓扑结构及原理82.1.2 系统主体电路参数设计92.2 逆变器的SPWM调制方式分析102.3 LCL滤波器的设计142.3.1 利用隔离变压器漏感确定LCL滤波142.3.2 LCL滤波器数学模型及波特图分析152.3.3 LCL滤波器的参数设计162.4 并

2、网控制策略的提出182.4.1 电流型并网模型分析182.4.2 几种控制方法分析202.4.3 使用双电流闭环控制策略232.5 本章小结25第3章 系统仿真及结果分析263.1 单相逆变器开环仿真263.2 单相逆变器并网单闭环仿真分析273.3 基于双电流环的单相逆变器并网仿真分析283.4 突加扰动时系统动态分析293.5 本章小结31第4章 数字化并网控制系统硬件设计324.1 基于DSP的并网控制系统整体设计324.2 系统电路设计334.2.1 DSP外围电路设计334.2.2 模拟信号采样电路344.2.3 隔离、驱动电路364.2.4 多功能控制电源设计374.2.5 保护电

3、路设计384.3 本章小结38结论39参考文献40致谢42附录143附录252附录359摘要随着“绿色环保”概念的提出，以解决电力紧张，环境污染等问题为目的的新能源利用方案得到了迅速的推广，这使得研究可再生能源回馈电网技术具有了十分重要的现实意义。如何可靠地、高质量地向电网输送功率是一个重要的问题，因此在可再生能源并网发电系统中起电能变换作用的逆变器成为了研究的一个热点。本文以全桥逆变器为对象，详细论述了基于双电流环控制的逆变器并网系统的工作原理，推导了控制方程。内环通过控制LCL滤波中的电容电流，外环控制滤波后的网侧电流。大功率并网逆变器的开关频率相对较低，相对于传统的L 型或LC 型滤波器

4、，并网逆变器采用LCL 型输出滤波器具有输出电流谐波小，滤波器体积小的优点，在此基础上本系统设计了LCL滤波器。本文分析比较了单相逆变器并网采用单闭环和双闭环两种控制策略下的并网电流，并对突加扰动情况下系统动态变化进行了分析。在完成并网控制系统理论分析的基础上，本文设计并制作了基于TMS320LF2407DSP的数字化控制硬件实验系统，包括DSP 外围电路、模拟量采样及调理电路、隔离驱动电路、保护电路和辅助电源等,最后通过MATLAB仿真软件进行验证理论的可行性,实现功率因数为1的并网要求。 关键词 并网逆变器；LCL滤波器；双电流环控制；DSP第1章 绪论1.1 国内外可再生能源开发的现状及

5、前景1.1.1 可再生能源开发的现状及前景自20世纪50年代以来，随着经济活动的增加，世界能源消耗急剧上升，世界能源消耗增长了20倍。然而，通过增加能源消耗促进经济发展的粗放增长方式已造成全球大气、土壤、水源等诸多方面环境质量的严重下降，暴露出以煤炭等常规能源为主的能源结构的弊端。上个世纪70年代西方发生石油危机以来，人们逐渐认识到，矿物能源终会有耗尽之时，人类要维持自身的生产生活，就必须开发新的能源，特别是可再生能源。由此，世界上掀起了一股开发利用可再生能源的热潮，特别是1992年联合国世界环境与发展大会后，世界各国都将积极推动可再生能源的发展当作21世纪能源发展的基本选择，并在全世界范围内

6、达成了广泛的共识【1】。可再生能源是指在自然界中可以不断再生、永续利用、取之不尽、用之不竭的资源，它对环境无害或危害极小，而且资源分布广泛，适宜就地开发利用。可再生能源主要包括太阳能、风能、水能、生物质能、地热能和海洋能等。世界各国发展可再生能源的动因和方向有较大差别。发达国家发展可再生能源的主要目的是：应对气候变化，减排温室气体；保护环境，减少大气污染；能源来源多样化，保障能源安全；保持技术优势，扩大出口等。而发展中国家发展可再生能源的目的主要是在于：解决农村能源问题，扩大能源供应和缓解能源短缺。因此，世界各国发展可再生能源所采取的战略也有一定的差别。在可再生能源技术方面，美国、欧洲、日本等

7、发达国家都是世界上的领先者，许多成功的经验和技术值得学习和借鉴。这些国家以科技为先导，采取多种激励措施，将先进技术转化为产业，并拥有了最大份额的市场。美国政府一直都将促进可再生能源的开发利用作为其能源政策的核心内容之一，并以法律的形式规定了一系列减税和生产补贴政策，促进和支持可再生能源的开发和利用。2005年8月的(2005年国家能源政策法)明确要求为太阳能、地热能、生物能等可再生能源的开发提供资助，还对核电以及天然气给予了相关政策支持。欧盟自20世纪90年代初开始就高度重视能源战略。1997年，欧盟在可再生能源发展白皮书中提出，可再生能源在一次能源中的比例要由1997年的6提高到2010年的

8、12，2020年提高到20，2050年提高到50。1999年欧盟发布的欧洲共同体战略起飞白皮书提出了实现可再生能源份额提高的行动计划，行动计划包括；进一步鼓励可再生能源利用的政策、加强成员国之间的合作、鼓励各国在可再生能源领域内的投资，并加强可再生能源的信息传播与服务。德国政府自20世纪70年代起，就开始花大力气促进可再生能源技术的开发，迄今已投入研究经费17.4亿欧元，并在诸多方面取得显著成效。如德国的风能发电量占全球的三分之一，并占德国电力生产总量的4，远高于世界0.4的平均水平。日本是一个常规能源极度短缺的国家，这一状况促使日本形成了积极开发和利用可再生能源的观念。自1973年石油危机后

9、，日本开始大力提高能源效率，实施能源多样化方针，并积极引进天然气和核能，摆脱对石油的依赖。同时，太阳能发电和风能发电在日本也得到了迅速发展和普及。到2001年，天然气在日本能源消费构成中所占的比例已经从第一次石油危机时的1.5提高到138，核电占日本能源消费的比例则达到14.1。日本政府制定的新日光计划(19942030)提出：到2010年可再生能源供应量和常规能源的节能量要占能源供应总量的10，2030年达到34【2】。中国作为一个迅速崛起的发展中国家，面临着经济增长与环境保护的双重压力。2004年6月，我国在能源中长期发展规划纲要中提出要大力开发水电、积极推进核电、鼓励发展风电、生物质能等

10、可再生能源，到2020年中国可再生能源发电装机容量将占总装机容量的30以上。2005年2月28日，我国颁布了中华人民共和国可再生能源法，将可再生能源列为能源发展的优先领域，明确规范了政府和社会在可再生能源开发利用方面的责任与义务，并制定了一系列制度和措旌，为可再生能源的发展提供了法律保障。2006年3月公布的“十一五”规划也明确提出；要构筑稳定、经济、清洁的能源供应体系，大力发展可再生能源。规划提出，到2020年把可再生能源占一次能源供应的比重，从目前的7提高到15。为实现这一目标，中国未来15年将大约需要投资1.5万亿元。经过多年的发展，我国可再生能源的开发利用己取得了很大进展，其中小水电、

11、太阳能利用和沼气能开发的规模和技术发展水平均处于国际领先地位，风电装机容量也位居世界第10位，至2003年底，全国己建成36个风电厂，并网风力发电装机容量为56.9万KW，单机容量750KW以下大型风力发电设备已形成了自主生产能力，兆瓦级的大型风力发电设备正在研发。第二届国际可再生能源大会于2005年11月7日至8日在北京人民大会堂召开，共有78个国家和地区的政府代表参加，联合国秘书长安南和国家主席胡锦涛向大会发来书面致辞。大会通过了北京宣言，呼吁各国加快可再生能源的发展，以应对能源压力。胡锦涛主席在给大会的致辞中强调：“加强可再生能源开发利用，是应对日益严重的能源和环境问题的必由之路，也是人

12、类社会实现可持续发展的必由之路。国际社会应该在研究开发、技术转让、资金援助等方面加强合作，使可再生能源在人类经济社会发展中发挥更大作用，造福各国人民。”他还指出“加强全球合作，妥善应对能源和环境挑战，实现可持续发展，是世界各国的共同愿望，也是世界各国的共同责任。大力发展可再生能源已成为国际社会的共识。”【3】1.1.2 可再生能源并网发电系统一般能源从其原始状态到输入电网的过程大体可分为：能源转化、能量转移或二次转化、能量存储及功率控制等步骤4。各种能源由于其转化为电能的方式不同，将其送入电网时必须使用交流技术按用户的要求对其进行调整和控制；另外，大部分可再生能源直接产生的能量通常是不稳定的，

13、它们在并网时如果不加控制和调节，就会对电网造成冲击，同时为了保证将尽可能多的有功能量送入电网，在可再生能源发电系统中还要加上储能环节，这些过程都需要利用变流技术对其进行控制，因此可再生能源在从其原始状态转化到可供人们实际应用的电能过程中与变流技术是密不可分的。一般的可再生能源并网发电系统由直流侧处理电路、储能装置，直流负载，逆变器、滤波电路等组成，其系统组成结构图见图1-1：图1-1 可再生能源并网发电系统组成结构图直流侧处理电路主要是DCDC电路或ACDC电路，由于可再生能源有多种形态，且转化为电能的方式不同，决定了可再生能源在转化为直流电能时有不同的直流侧处理电路，如光伏发电需使用DCDC

14、电路，而风力发电则需使用ACDC电路(整流器)。控制器及储能装置的主要作用是当可再生能源受外界因素的影响很大时，经转化后的电能很不稳定，此时需要采用储能装置将电能储存起来，这样不仅有利于能量回馈的控制，而且可以使系统更加稳定的运行。逆变器是可再生能源并网发电系统的核心组成部分。并网用逆变器除了能将可再生能源产生的电能输送给公用电网外，还应该具有很高的可靠性、完善的保护功能以及较高的效率。目前，可再生能源并网发电系统的主要研究热点也集中在逆变器这部分。滤波电路包括滤波器和隔离变压器。隔离变压器的主要作用是保证逆变电压和电网电压匹配，同时使电网和可再生能源发电系统相互电气隔离；滤波器的主要作用是用

15、来滤除并网电流的谐波。1.2 并网逆变器的研究现状及趋势伴随着世界范围内开发利用可再生能源的热潮，很多国家都纷纷研发了光伏发电、风力发电等可再生能源并网发电系统。人们对可再生能源并网发电的技术进行了大量的研究，并使得该技术得到了迅速的发展和应用5。目前广泛应用于可再生能源回馈电网系统中的方案是；首先将可再生能源转化成电能的形式，然后将电能调节成满足正弦波脉宽调制SPWM(Sinusoidal Pulse Width Modulation)全桥逆变器需要的直流电压，最后经SPWM全桥逆变器将可再生能源回馈给交流电网。在整个系统中最主要的环节就是逆变器，它采用的是SPWM逆变技术。在理论和实践上，

16、这种方案能够满足可再生能源回馈电网的要求，但由于该方案使用了同步、锁相(PLL)、SPWM脉冲发生器、低通滤波等诸多模拟环节，而且控制方法比较落后，因此使得并网逆变装置的控制繁琐，电路复杂，可靠性低，硬件成本高，并网效果不是十分理想，产品价格昂贵，应用得到限制。但是，随着世界各国对可再生能源开发重视程度的不断提高，针对并网逆变器的技术研究也越来越多，人们针对以往控制技术的不足，纷纷提出了很多的研究方向，其大体可以分为以下几个方向6：1 并网逆变器的拓扑分类及控制方法的研究目前研究人员提出针对不同的系统要求，逆变器应该有着各种不同的拓扑结构，对于功率较小的并网逆变器可以采用高效、低成本的单极变换

17、器；而多级逆变器变换结构可以使用在大功率、宽电压范围的输入的应用场合。除此以外，逆变器的拓扑结构中还包括单相、三相：隔离、非隔离；功率单向流动、双向等各种形式。如：并网逆变器采用双向功率流动的拓扑，在并网工作时，既可以向电网提供电能，同时也可以当电网电能富足时，从公用电网吸收电能，并将其存储起来。因此各种拓扑可以分别使用在不同的场合，并且这些拓扑结构可以相互组合成各种不同的形式，以满足各种要求。在控制方法上，随着各种高速的数字信号处理器DSP(Digital Singnal Processor)的出现，将先进的数字控制应用到并网逆变器的控制中的研究将越来越多。并且针对各种控制方法的缺点，将模拟

18、控制和数字控制相结合以到达理想的控制效果，这也是目前研究高性能并网逆变器的一个热点。2 逆变器并网控制技术的研究研究人员认为作为一个功能完整的并网逆变器系统，其工作模式应比通常的独立逆变器更为复杂，它不仅可在无市电接入时独立作为电压源逆变，也能在并网时作为电流源工作。针对这些要求，在逆变器并网控制技术上提出了以下几个方面的研究方向：(1)逆变器两种工作模式的无缝切换技术；(2)逆变器工作过程中的同步锁相和电压跟踪技术；(3)并网工作下的防孤岛技术；(4)达到并网电压、电流谐波标准的闭环控制技术。3 多台并网逆变器并联技术的研究多台逆变器并联可实现大容量供电和冗余供电，因而被公认为当今逆变技术发

19、展的重要方向之一7。多台逆变器并联实现扩容可大大提高系统的灵活性，使系统的体积重量大为降低，同时其主开关器件的电流应力也可减少，从根本上降低成本和提高功率密度及系统可靠性。研究者认为目前主从式结构是可再生能源并网发电系统比较理想的电路结构，而主从式结构就是采用多组逆变器模块并联运行的模式，即在并联的若干个逆变模块中，任意选取一个作为主逆变模块，而其余作为从模块跟随主模块工作，因而该结构能极大的提高可再生能源并网发电系统的可靠性，实现功率合成，增强故障冗余能力。国外一些发达国家都采用了主从式的逆变并网结构，在国内目前此技术还不够成熟。4 逆变器并网滤波器设计的研究并网逆变器在工作时有电压控制和电

20、流控制两种工作模式。在电压控制模式下，逆变输出滤波器通常由电感L和电容C构成，它们影响到输出的动态响应。在电流控制模式下，会选用L或LCL的结构，主要由电感元件决定输出的动态响应。研究人员认为逆变器作为电压源独立运行时，滤波器应通常采用LC结构i逆变器作为电流源并网时，则可以直接通过L、LC或者LCL和电网相联。现在更多的研究和产品选择LCL结构，采用LCL的结构比LC结构有更好的衰减特性，对高频分量呈高阻态，抑止电流谐波，并且同电网串联的电感L还可以起到抑止冲击电流的作用8。1.3 本文的结构及主要内容本文的结构和主要内容大致安排如下：第l章，绪论。主要论述了当前可再生能源开发的现状和前景，

21、总结了当前并网逆变技术的研究现状和发展趋势，介绍了本课题的选题意义及主要内容。第2章，单相逆变器总体设计。主要描述了并网逆变器的工作原理和设计了主电路的拓扑结构图，并且对主电路中主要参数进行计算选择。对逆变器的调制方式进行分析，设计了LCL滤波器并进行了参数计算。同时也对控制方式进行分析，最终选取双电流闭环的控制策略。第3章，系统仿真及结果分析。本章节对并网逆变器的工作进行了仿真，根据研究过程的进展做了以下工作。先对逆变器进行开环仿真，对主电路的工作过程有所了解并验证了上章中设计的LCL滤波器的效果，然后对逆变器并网采取了单环控制，通过波形得出系统不太稳定，不能满足并网要求。最后对使用双闭环控

22、制策略的模型进行仿真，得到较为理想的并网电流波形，并对波形进行了傅里叶分析，符合并网要求。对系统突加扰动情况下，进行了波形分析。第4章，数字化并网控制系统硬件设计。利用DSP 实现数字化并网，对逆变器并网控制系统的总体硬件结构进行设计。介绍了控制系统和主电路接口电路的实现方案；分析了模拟信号采样及调理电路的原理及实现方法；设计了隔离驱动电路、保护电路和辅助电源。第2章 单相并网逆变器总体设计2.1 并网逆变器组成原理及主体电路硬件设计2.1.1 系统逆变主体电路拓扑结构及原理本文单相并网逆变器的逆变电路采用的是单相全桥式逆变电路。其拓扑结构图见图2-1所示。图2-1 系统逆变主体电路拓扑结构图

23、全桥式逆变器工作原理：图2-1中所示的为逆变器通常使用的单相输出全桥式逆变电路，图中，功率开关元件采用四只IGBT管Q1、Q2、Q3、Q4，由DSP输出的SPWM脉宽调制信号控制驱动IGBT管的导通或截止9。当逆变器电路接上直流电源后，先由Q1、Q4导通，Q2、Q3截止，则电流由直流电源正极输出，经Ql、滤波器、变压器初级线圈、Q4后，再回到电源负极。当Q1、Q4截止后，Q2、Q3导通，电流从电源正极经Q3、滤波器、变压器初级线圈、Q2后，再回到电源负极。此时，逆变器输出端已形成正负交变的方波。利用高频SPWM控制，使得两对IGBT管交替重复开关动作，输出等效交流电压，再经过滤波器的作用，使输

24、出端形成正弦波交流信号。同时，为了给交流侧向直流侧反馈无功能量提供通道，逆交桥各臂都并联了反馈二极管，在两对IGBT管交替重复的过程中，这些二极管还起到了续流的作用。2.1.2 系统主体电路参数设计1直流侧输入电压Ud的选择由系统逆变主体电路拓扑结构图可知：并网装置实际上可以看作是一个能量能双向流动的变换器，如果从直流侧流向交流侧看时，它是一个Buck(降压)变换器；当从交流侧流向直流侧看时；它是一个Boost(升压)变换器。由此可以得出这样一个结论：并网系统直流侧的电压必须大于交流侧的峰值电压，否则系统不能正常工作。考虑到工频隔离变压器1：2的变比因数和开关管IGBT的耐压值，选取直流侧输入

25、电压Ud的范围为200450Vdc。本系统选取2直流侧电容的选择(2-1)直流侧电容主要作用是缓冲交流侧电感在开关过程中的瞬时能量交换和平稳直流侧输入电压，通常是选用大容量的电解电容器。设直流侧输入开路电压为Ud,直流侧滤波电容的耐压通常应留有1.15倍裕量7，即：为简化计算，这里仅立足于工程方法对电容值进行估算，其条件是：在直流母线充放电周期内，电容以最大负载电流放电时，其压降还能保持在要求的范围内，即电容值的选择应以直流母线电压的波动限幅为依据。考虑极端情况，在开关管IOBT导通的时间段内并网电流值完全由电容放电提供，且该时刻并网电流的大小为其峰值，电容C上的电压和电流的关系满足：其中为并

26、网电流有效值。为开关管导通时间。当要求直流输入电压脉动的幅值小于3时，电路中平波的选择应按如下方程：(2-3)将式(2-3)代入式(2-2)，可得：(2-4)并网功率调节系统输出的额定电流为，直流侧输入工作电压，开关管IGBT导通频率(也即SPWM载波频率)为f=10kHz，可得C在理论上取值应大于785uf，在本设计中结合实验效果，直流侧电容选取500V、1000uf的电解电容。3开关管IGBT的选择当并网逆变器电路正常工作时，流经功率开关管IGBT的电流峰值与滤波电感电流峰值一致，同时考虑到余量，则要求开关管的电流额定值必须略大于电感电流峰值的最大值。本课题设计的并网逆变器输出功率为2kW

27、，输出电流峰值约为12.86A。同时考虑到系统余量和隔离变压器1：2的变比因数，选择功率开关管的耐流值应该在50A以上。在全桥并网逆变电路中，主功率开关管承受的最大电压应超过直流输入侧的最大电压(450V)，同时从余量和线路寄生参数影响等方面考虑，放选取的IGBT耐压值应大于500V。本设计选择日本富士公司的型号2MBIl50NC060的IGBT作为主功率开关管，它的耐流值和耐压值分别为150A和600V。2.2 逆变器的SPWM调制方式分析SPWM(正弦脉宽调制)是调制波为正弦波，载波为三角波的一种脉宽调制法，这项技术的特点是原理简单，通用性强，控制和调节性能好，具有消除谐波、调节和稳定输出

28、电压的多种作用，是一种比较好的波形改善法。它的出现为中小型逆变器的发展起了重要的推动作用。SPWM可分为双极性SPWM调制，单极性SPWM调制和单极性SPWM倍频调制三种，半桥逆变电路只能使用双极性SPWM调制而全桥逆变电路则三种调制方式均用10。双极性SPWM调制方式的原理如图2-2所示，图中调制波，幅值为，频率。载波为全波三角波，频率为,幅值为。同时定义调制比为正弦调制波的辅助与三角载波的幅值之比，频率比为三角载波与正弦调制波的频率之比。图2-2 双极性SPWM调制原理由上图可见，当时，开关管T1、T4 导通而T2、T3截至，桥臂中点间电压；当时，开关管T1、T4截止而T2、T3导通，桥臂

29、中点间电压。通过上述过程，就将输入的直流电压转变为脉宽按正弦规律变化的正弦脉冲序列。下面是单极性SPWM调制方式的原理：图2-3为单极性SPWM调制原理图，这种调制方式使用半波三角波作为载波，当大于零时，载波为正的半波；当小于零时，载波为负的半波。在双极性调制中，四个开关管都工作在高频状态，而在单极性调制中，一对开关管工作在高频状态，而另一对开关管工作在低频状态11。当时，T3一直截止而T4一直导通，此时当时，开关管T1导通而T2截至，桥臂中点间电压；当时，开关管T1截止而T2导通，桥臂中点间电压。当时，T3一直导通而T4 一直截止，此时当时，开关管T1导通而T2截至，桥臂中点间电压；当时，开

30、关管T1截止而T2导通，桥臂中点间电压。从上述过程中看出，在输出波形中包含有，0和-三个状态，因此这种调制方式也被称为三态调制（对应得，双极性调制也被称为两态调制）图2-3 单极性SPWM调制原理在前面介绍的两种SPWM调制方式中，桥臂中点间输出电压的频率与器件的开关频率相同，而倍频式SPWM调制则可以在不改变器件开关频率的条件下使得桥臂中点间输出电压的频率提高一倍，从而可以在不增加开关损耗的情况下将谐波频率提高一倍，大大减小了输出滤波器的体积。图2-4 单极性倍频SPWM调制原理(2-5)倍频调制方式的调制原理如上图2-4所示，它包含有两个基准波、并且有与载波交截产生、信号而与载波 交截产生

31、、信号。输出电压的正半周实际上是由信号、的与逻辑决定的。当、为高电平时，有T1、T4 导通而使得，当或有一个为低电平时，则有T2、T4 或者T1、T3导通而使得。由于在正半周内,的高电平区恒宽于的低电平区，所以T2、T3没有同时导通的时刻而使得输出电压中只包含和0两个电平，而在负半周则输出图电压中只包含0和两个电平，所以这也是一种三态调制。由于在一个载波周期内有两次状态转变，所以输出电压频率为器件开关频率的一倍。在小功率逆变电路中，从降低电路成本考虑，一般采用半桥逆变主电路和双极性SPWM调制的方式。而在大功率逆变器中，从减小输出滤波器体积和提高输出波形质量方面考虑，一般采用全桥逆变主电路和单

32、极性倍频的SPWM调制。通过综合选择，确定单极性倍频SPWM调制为本文所采取的调制方式。2.3 LCL滤波器的设计2.3.1 利用隔离变压器漏感确定LCL滤波逆变电源并网运行时本质上为电流源，高开关频率会造成对电网产生污染的高次谐波，其输出电流会对电网产生严重的谐波污染。传统的网侧滤波器为L滤波器如图2-5所示，由电感L将高频电流谐波限制在一定范围之内，减小对电网的谐波污染。图2-5 电感L为滤波器的单相并网逆变器 但随着功率等级的提高，特别是在中高功率的应用场合，开关频率相对较低，要使网侧电流满足相应的谐波标准所需的电感值太大12。这不仅使网侧电流变化率下降，系统动态响应性能降低，还会带来体

33、积过大成本过高等一系列问题。一般的LC滤波器，虽然其结构和参数选取简单，但无法平抑输出电流的高频纹波，容易因电网阻抗的不确定性而影响滤波效果。采用LCL的结构比LC结构有更好的衰减特性，对高频分量呈高阻态，抑制电流谐波，并且同电网串联的电感L 还可以起到抑制冲击电流的作用。要达到相同的滤波效果，LCL滤波器的总电感量比L和LC滤波器小得多，有利于提高电流动态性能，同时能降低成本，减小装置的体积重量。在中大功率应用场合，LCL滤波器的优势更为明显。本章设计一种利用隔离变压器漏感的LCL滤波器，其结构如图2-6。本文对传统的LCL滤波器加以改进，利用隔离变压器漏感，减少了一个电感，在降低成本的同时

34、显著减少并网电流的直流分量，有效抑制谐波污染，提高并网电流质量。图2-6 单相并网逆变器的LCL滤波器本文设计的利用隔离变压器漏感的LCL滤波器的并网逆变器如图2-6所示。2.3.2 LCL滤波器数学模型及波特图分析本文设计LCL滤波器的并网逆变器等效原理图如图2-7所示。根据等效原理图可得：(2-6)(2-7)(2-8)其中，分别为输入电压，电容电压和输出电压；，分别为电感电流，电感电流和电容电流。图2-7 LCL滤波器的等效原理图由于LCL型滤波器在低频(约低于在滤波器谐振频率下的一半)时的表现性能和纯电感L型滤波器相近，其中电感L=L1L2，容易得到LCL型滤波器输出电流和输入电压之间的

35、传递函数为(电阻和比较小可近似为0)(2-9)针对LCL型滤波器是三阶环节，有可能产生震荡，为了提高系统的可靠性，避免高频谐振，在滤波电容上串联一个电阻，经推导可得该情况下逆变器输入电压 与输出电流在静止坐标系下的函数关系式(2-10)LCL滤波环节的波特图如图2-8所示图2-8 的波特图LCL型滤波器在低频以20dB/十倍频程进行衰减，在高频则是以60dB/十倍频程进行衰减，可知该滤波器在滤出高次谐波方面效果比较好。电容器串联阻尼电阻后，系统在谐振频率处谐振幅值非常小，谐振得到了很好的抑制13。2.3.3 LCL滤波器的参数设计根据电流纹波计算，在低频LCL滤波器可简化成电感值为的单电感滤波

36、器，故可以用单电感L滤波器结构计算的近似值14。输出滤波电感的最小值由设定的电感电流纹波决定，本文取20的额定电流作为设计，在220V/2kVA下设计得到：(2-11)(2-12)(2-13)开关频率，由于采用单极性倍频SPWM调制，故输出电压的实际载波频率。开关频率远大于工频频率，可以得到：(2-14)(2-15)当时有最大值(2-16)取代入 得不同的文献对L2 值的选择不同，一般取 或,本文取 (2-17)在电容和电感的选择上必须达到一定的平衡。电容越大则流入电容的无功电流越大，致使电感上的电流和开关管电流也越大，从而降低效率。电容越小，则电感需要增大，使得电感上的压降增大。根据电容无功

37、设计C的大小，取15的额定功率作为设计，代入数据,，得取实际值根据LCL滤波器谐振频率设计小于倍的开关频率(2-18)即满足要求所以设定隔离变压器漏感(2-19)电容支路串联电阻2.4 并网控制策略的提出2.4.1 电流型并网模型分析逆变器并网系统可以选择电流型控制或电压型控制。采用电压型并网控制时逆变器的输出侧的电压是理想的标准正弦波，并网系统相当于两个电压源并联，于是输出电流质量取决于电网电压的质量，输入到电网的电流质量很容易受到电网电压质量的影响，电流容易发生畸变。如果电网电压是畸变的或者在逆变器和电网之间存在电压差，输出的电流也就产生了畸变，所以并网系统不宜采用电压控制15。本课题选择

38、电流型控制并网，当逆变器并网运行时，电网被看作是一个容量无穷大的电压源，逆变器工作在电流控制方式下，输出电压由负载的情况决定，逆变器等效为一理想电流源，并网系统模型如图2-9所示。图2-9 电流控制并网模型图2-9中，表示电压控制逆变器输出侧电压,Z为逆变器所带负载，为逆变器输出电流，为负载电流，为注入电网的电流。逆变器并网工作时，电流为负载所需电流和注入到电网的电流之和，即。为电网电压，为电网的阻抗，在大电网系统中，电网的阻抗很小，可近似为零，同时把负载看作为电网负载，则把负载与电网成为一体。电流控制逆变器并网模型也可以简化，简化模型如图2-10所示。工作在电流控制模式下并网运行的逆变器系统

39、就相当于一个电流源和一个电压源串联，电流由逆变器决定，电压由电网决定。图2-10 电流控制并网简化模型采用这种电流源控制模式，对电网来说，并网逆变器呈现出高阻抗特性。电网电压的扰动对输出电流的影响较小，从而改善了输出电流的质量。在本文中，认为逆变器输出电流为逆变器并网时输出电流，此时负载Z认为是电网上的一个负载，它和电网上的其它负载地位是一样的，而在独立运行时把Z 当作本地负载。为了能够持续不断地向电网提供电能，输出电流必须与电网电压同频率，否则由于频率不同会导致相位不断变换，使逆变器不能向电网提供一个稳定的功率。2.4.2 几种控制方法分析(1)实时电流的三角波比较方式(PI控制)控制方式原

40、理图如图2-11所示。指令电流与并网电流的实时值进行比较，两者的误差经过放大器后与三角波进行比较，以输出PWM信号，放大器多采用比例或比例积分放大器。该控制方案的特点主要是跟随误差较大，软硬件相对复杂，输出电压中含有主要与三角载波相同频率的谐波，放大器的增益有限，功率器件的开关频率固定的等于三角载波的频率，电流响应相对于瞬时值比较方式慢一些。图2-11 跟踪实时电流的三角波比较方式(2)重复控制 重复控制理论是在80年代根据生产过程控制的实际需要而提出的控制系统设计理论，近年来这种控制方法也应用于逆变电源的波形控制中，用来克服整流型负载引起的输出波形周期性的畸变32。重复控制的基本思想源于控制

41、理论中的内模原理。所谓内模原理，就是指外部信号的动力学模型包含在稳定的闭环控制器内以构成高精度反馈控制系统的一种设计原理。这样的系统能够无静差的跟随输入信号。假定前一个周期出现的基波波形畸变将在下一个基波周期的同一时刻重复出现，控制器根据给定信号和反馈信号的误差确定所需的校正信号，然后在下一个基波周期的同一时间将此信号叠加到原信号上，以消除后面各周期中将出现的重复性畸变。由控制理论知道，含有积分环节的闭环系统可以无静差的跟踪阶越信号。与此类似，当内模中数学模型描述的是周期性的信号时，那么闭环控制只要在其中植入同频率的周期，则该控制系统对此周期性信号可以实现无静差跟踪。因此，重复控制对于消除非线

42、性负载及其他周期性干扰引起的波形畸变，具有非常明显的效果。重复控制虽然可以保证输出波形质量，但却有一个致命的缺点，由于延迟因子的存在，重复控制得到的控制指令并不是立即输出，而是滞后一个参考周期后才输出，这样，如果系统内部出现干扰，消除干扰对输出的影响至少需要一个参考周期，干扰出现后的一个参考周期内，系统对于干扰并不产生任何调节作用，这一个周期系统近似处于开环状态，因此重复控制系统的动态响应很差，故重复控制一般和其他PWM 控制方式相结合，用来改善输出电压波形。(3)滞环控制方式 图2-12所示为采用滞环比较器的瞬时值比较方式原理图。图2-12 用滞环比较器的电流瞬时值比较控制原理图并网电流滞环

43、控制就是将指令电流和实际并网电流i进行比较，两者的偏差作为滞环比较器的输入。滞环比较器的环宽为2i，其中i为设定的最大电流偏移。当i超过且偏移达到i时，滞环比较器将控制上下桥臂开通和关断，使变压器原边电压正负交替变化。从而迫使逆变器输出电流不断跟踪给定电流的波形，仅在允许偏差范围内稍有波动。该控制方案的优点是：硬件电路简单易控，属于实时控制方式，动态响应快，有抑制电流尖峰的能力，不用载波，输出中不含特定频率谐波分量。不足之处是：若滞环的宽度固定，电流跟随的误差范围是固定的，但电力半导体器件的开关频率却随着输出电流和直流侧电压大小变化而变化，这将导致电流频谱较宽，使得检测信号的传感器必须是具有宽

44、频带的高性能传感器，同时增加了滤波器设计的难度，可能会引起间接的谐波干扰。另外，滞环的环宽2i较难确定。环宽过大时，开关动作频率降低，跟踪误差增大；环宽过窄时，跟踪误差减小，但开关的动作频率过高，开关损耗增大，甚至会超过可关断器件的允许工作频率范围，导致电路无法正常工作。(4)有功无功解耦控制 光伏发电并网运行时的电路原理和矢量图如图2-13所示，为电网电压，为逆变器输出电压，R为线路电阻(一般很小可以忽略)，L为串联电抗器的电感，为注入电网的电流。有功无功解耦控制下的光伏逆变器并网控制框图如图2-13所示。图2-13 并网运行的电路原理图和电路矢量图(2-20)图2-4的矢量图可以用电压方程式表示为式中M为调制深度。由逆变器输入电网的电流的有功分量和无功分量分别为(2-21) (2-22) 由于一般很小，因此无功电流可由M来控制，有功电流分量由来控制。该控制方案就是通过分别控制调制信号的相位和调制度M来控制逆变