毕业论文外文翻译--CMOS技术宽带低功耗低噪声放大器 .docx

1、IEEE 会报 电路与系统I,定期论文 57卷, 4期, 2010年04月摘要T型网络可以实现扩展高阶滤波器的带宽。这种技术纳入到输入与输出峰值匹配的低噪声放大器设计中。晶体管的固有电容可以作为带宽部件的一部分扩展带宽。使用合适的拓扑结构，就可以实现一个具有3-8GHz带宽,16.4dB最小增益，和2.9dB（min）噪声图的宽带低噪声放大器。放大器总功耗在1.8V的电压下是3.9mW。原型采用0.18mCMOS技术制造。索引T型网络，反馈，扩展带宽，增益稳定，中心抽头电感，宽带低噪声放大器 (LNA)。I 介绍超宽频带 (UWB)接收机，可能提供比传统窄带接收机提供更高的传输速率。超宽频带接

2、收器比较窄带接收器的优势在于低成本，低功耗，和宽带宽提供高速率数据传输。两者显著区别在于，传统无线传输系统通过改变功率，频率，或者正弦波相位来传输数据，然而，宽频带无线系统中，采用脉冲无线电（IR）或者多频带正交频分多路复用（OFDM）传输数据。脉冲无线传输数据基于超短脉冲线路。在某些情况下，脉冲传送器工作在调制器无法产生载波的地方。与OFDM系统相比较而言，这种技术的传输速率较低，设计也相对简单。另一方面，一个频带528MHz带宽的多频带OFDM技术采用QPSK调制器进行编码。这种技术可以将速率提高到480Mb/s，但是，系统设计也更加具有挑战性。宽频带通信系统最主要的挑战之一是设计完成一个

3、宽频带低噪声放大器（LNA）。LNA作为接收链路上的第一个部件，应该提供足够的增益并且能够把噪声抑制的尽量低。在很多的应用当中， LNA被应用在宽带芯片输入接口，获得天线/滤波器50的阻抗匹配，良好的线性度，和低功耗。此外，满足设计的要求，增益平坦度在整个频率范围内也是十分必要的。这些特性是影响所有宽带通信系统性能的LNA设计的基石。手稿于2009年2月23日收到，2009年5月26日修订。第一次发布于2009年12月22日，当前版本2010年4月9日发布。本文由副主编G.班纳吉推荐。作者，电气与电子工程学院，新加坡南洋理工大学，新加坡639798（电子邮箱：alim0002 NTU.edu.

4、sg）。数字对象标识符10.1109/TCSI.2009.2028592CMOS技术低成本高集成度的优势促发了更多的人为无线应用研究学习高速CMOS设计。最近，很多采用CMOS技术设计的宽带LNA已经报道了1-4。宽频LNA设计被归类为多频段LNAs，分布式放大器（DA），和宽带噪声消除LNAs。在宽带LNA设计当中，分布式和普通门极放大器承受着高噪声系数。另外，反馈放大器通过减小电路增益以达到扩展带宽。 负反馈另外一个重要的性能是可以抑制电路的非线性特性。然而，如何环路增益非常高，相位裕度达到180或者相位裕度太大使反馈变成正反馈，反馈电路的稳定性就遭到破坏。因此，补偿技术就是被用来消除这不

5、稳定因素。在噪声消除报告3，使用了5个电感，1.2-11.9GHz频率段20mW功耗下噪声系数是4.5-5.1dB，它在低成本低功耗应用上不受欢迎。在2中，将几个不同谐振频率的窄带放大器级联，这样的结果是达到了宽频带的效果。这个电路在各个部分中需要8个电感，因此多节级联容易破坏线性度和稳定性。这篇论文介绍了一个能够达到宽频输入接口匹配和宽频输出接口响应的T型网络。这个技术的寄生电容的晶体管和固有的互感的电感是作为一个部分的设计4。在这个过程中，用到了3个电感，其中2个是中心抽头电感。第二部分将介绍电感峰值电路的基本概念。在第三部分,在UWB/多波段应用，T型网络技术被用在共栅极放大器中以实现宽

6、带LNA。第四部分，基于提出的技术实现的例子呈现出实验结果。II 电路设计：理论和实践在5，一个切比雪夫带通滤波器用在共源极放大器的输入端是为了提供一个良好的宽带宽匹配。各种种类的滤波器必须使用大量的元件，也就占据了大片区域，电路集成度下降。此外，减少元件之间的联系将恶化电路的噪声特性。所以，在不降低性能下能缓解这些问题的技术是很有必要的。通常，当LNA电路级联到下一个阶段，级间寄生电抗使LNA的带宽减小。例如，图1，栅极源极间的寄生电容C就是一个混合器或者缓冲区，减弱了电路性能，因为共源放大器它分流给输出负载R。由于寄生电容在频率1/RCp会产生出一个主极点，它能够减小带宽。补偿C的一个方法

7、是在图1输出口插入一个电感和R串联使之与C谐振。然而,现有的电阻器将需要额外的电压余量,从而限制了允许偏置电流。下面的讨论,介绍了不同峰值技术提高带宽。图2（a）演示中，一个串联电感L横过电容C和电阻R，在频率响应中被用作产生出串联峰化。串联电感组成一个二阶RLC谐振电路，谐振频率。在这个电路中，在交换R、C和L串联一起这两种情况下，转移函数是没有发生改变的。串联电感峰化电路转移函数式： 是一个无纲量参数，它确定了两级的位置和决定了过阻尼响应滤波器。从图1得到，共轭极点是：频率响应图2（b）与没有电感L相比较有串联L的电路增加了带宽。这个电路 极点跟 的阻尼响应相等。当m的值增大（m0.25）

8、转向复共轭值沿着实轴转向jw虚轴图2（c）。如果我们将（2）换成巴特沃斯2阶极点，元件值可以计算得到，增益平坦度也令人满意。在图2（c）中，从起点到获得最好增益平坦度，极点相角 应等于45。图2（a）电路中两个电抗元件代表了一个谐振频率。电路有超过两个电抗元件也有几个谐振点。一个多谐振点电路比单一频率电路被更多利用到扩展带宽上。因为这个原因，谐振频率应选择能更加优化带宽。现在考虑图2（d）电路。一个与R串联电感 接到串联峰化电感上，结果是提高了带宽。电路频率响应如图2(e)。转移函数由以下公式决定：从分母得到，复共轭极点：电感 与R串联在转移函数（3）分子上产生一个零点。零点提高了带宽也影响了

9、峰值响应。为了减小图2（e）中频率响应中峰化问题，元器件的取值与2阶巴特沃斯系统相匹配。因为这个原因，让我们归一化转移函数 ， ， ，和这里的 和 保证最优的增益平坦度。注意到本文尽量保有带宽和增益平坦度。图2（a）与图2（d）电路相结合，一个串联分流串联T型网络如图2（f）。寄生电容和被T型网络所分开。由（1）和（3）可以导出电路的转移函数。为了简单的分析，忽视 (as ) ，假定两个情况。第一个是输入阻抗 ，第二个是输入阻抗。对于第一种情况，显然知道在低频时，电感对于 短路而电容开路。对于高频，由于有无源器件的存在， 包括了虚部 。所以情况1和情况2转移函数如下：(6)式的分母包含了4个极

10、点：在（6）中,左边的两个复极点比（3）中的极点更加扩展了带宽，因为图2（f）中电路有超过一个谐振点。假设 所以极点 比 在更高的频率。图2（g）表达了图2（f）电路的频率响应。如果将（8）式和（9）式用 代替，就可以获得（7）式的极点。一个图2（f）相似的电路存在于式（7），将其归一化找到组件之间的最大带宽。III 宽带放大器设计在一部分中，图2（f）电路将被应用到共源放大器中来实现LNA的设计。A. 输出峰值网络使用3电感在图2(f)导致布局困难。幸运的，这个问题可以用一个中心抽头（CT）电感来解决。如图3（a）所示，一个共源放大器与CT电感组合，在输出口 和之间用磁力耦合器 组成T型峰化

11、网络。T型网络基本函数与图2（f）电路相似，在上文已经说明了。CT电感被用来解决死区和减少电感带来的互感影响。CT电感反向互耦端-与图2（f）电路相比较有更大的改进。因为只有一个CT电感，图3（a）中，就会减少寄生器件带来的影响。图3（b）示，输出网络等效小信号模型。因为 ，我们假设，其中 。CT电感在电路中是对称的结构，因此 ， ，这里， ， 。The mutual coupling between 和 之间的互感作为额外影响可以被用来改变带宽。为了优化整个带宽内，增益的稳定性,的系数应该绝对精确。因为这个原因，将群延时和T型网络系数图3（a）之间的关系仿真出来，如图4。在这个仿真中，缺少的

12、电感加入到电路模型中，为了获得更加精确的结果。当的系数增加，可以发现带宽增加了。此外，图5展示了 对称T型网络系数的总衰减。当频率增加，T型网络的衰减也同时增加。所以，高系数 被用作在高频段减少衰减。 然而，CT电感设计成有高系数并不简单。原因是受到寄生电容和电感的抗性。为了剔除电感的不利因素,电感、堆放最高金属层实现两柱间距离的匝间绕组应减少8。更加重要的，如果输出口CT电感寄生电容变得有效，更多的寄生电容就是加到中，使 与 达到同一个数量级。这个却减少了理想带宽，就达不到扩展带宽的效果。这会在随后的内容里说明，增大的比例，带宽可以得到提高。图6，显示了T型网络 和的时候随着频率的衰减。时衰

13、减更加平缓，从3至8 GHz 只变化了大约1.8 dB相比较于。现在，为了证实上面的方案的可行性，共源放大器的可实现性。图7，显示了CT电感作用在输入和输出接口的完整单端共源LNA电路。额外的电感接入电路输出顶端网络作为负载的一部分，防止增益的下降和提高增益平坦度。在输出端一个R与 串联减小了电感的品质因素，但是增加带宽。然而，R的存在带来一些缺点，例如增大了峰值的响应和额外噪声。为了减少峰值时的增益响应，一个电阻反馈通路连接“” 和 “”。图8，演示了有反馈通路的LNA仿真效果。很清楚的，由于反馈的效果，尖峰问题减弱了。那是因为 将复共轭极点距离 轴 45。因此，选择适当的阻值可以有效的减弱

14、尖峰频率响应。如果输出口串联电感的寄生电阻足够大（Q低），可以把从电路里去掉。B. 输入匹配网络图9展示了LNA输入匹配网络的等效电路模型。输入匹配网络可以使用T型网络来实现，类似于输出口的网络。这个方法可以在输入级减少电感数量。电路输入阻抗表达式如下：这里 是放大器开环电压， 是不相关系数， 是米勒效应电容。式(10)的实部为 这里 是直接等于。不管电感相关性的减小，LNA的输入阻抗近似的等于 ，显示了低输入阻抗和减弱了主极点的影响。这里 if 。输入匹配网络可以用作一个带通滤波器。滤波器的指标由各元器件的参数决定。例如，正确的选择电容 是非常重要的，因为大容量全部加到了输入口的寄生电容中，

15、影响了电路的整个带宽。反过来，小容量的电容对交流阻抗的影响很大，就会导致增益的衰减。输入网络品质因素由下给出：这里电阻是电感Lz并联等效电阻，W0是网络响应点。由：当输入CT电感的 因子增加，衰减会减弱，输入网络带宽也增加。式（12）通过改变 ，输入网络的 会改变，就可以获得理想的输入匹配。注意，选择了因子的值，要考虑权衡输入匹配和噪声的影响。从（13）中，可以看到选用合适的元件参数寄生电容 就可以解出。C. 噪声分析有非常多的因素直接影响LNA的NF。输入阻抗匹配网络，反馈电阻，偏置电路，MOS器件漏极电流噪声，是主要的影响因素。在饱和区，漏极电流噪声主要由漏极电流产生，强弱由漏极电压决定。

16、输出负载电阻和输出缓冲，通常它们的无关紧要的噪声也是NF噪声的一部分。CT电感的寄生元件，减小匹配网络的 ，晶体管长通道的影响也是不可避免的，这需要精细的设计才能克服。既然共源器件的噪声是微不足道的，它的噪声也是无关紧要的10。宽带LNA等效小信号噪声模型如图10所示。因为互耦电感的两部分是无噪声的，它的影响在NF的计算中是忽略不计的。通过解决小信号模型，在谐振频率点使 ，噪声计算方法在11，得出这里这里是过量噪声系数，和是时候的通道电导。对于噪声的分析，寄生电阻Lx，Ly和M1门电阻总称为Req。为了决定NF的贡献，开环增益假定为与带宽是一致的。随着 增加噪声线性减少。然而，不断增加会将输入

17、极点（11）的频率降低。选择适当的(15)会降低NF 。式 (16)给出， 会随着跨导的增加而增加，也因此可以改善NF。任意额外的物理输入电阻rg带入rg/Rs（14）。因为唯一一个CT电感用在LNA输入口，对NF的影响不大。D. 设计过程的变化的灵敏度由于频率和过程的构件依赖，误差是符合设计标准的。在LNA这一敏感的部分以及它展现的效果做简短的评估。例如，在输入匹配网络元器件取值不当，频率的元件依赖性，模型不精确，制造上的技术限制，都是非常重要的参量，都可以降低系统的稳定性。在这个宽带低噪声放大器，增益，NF，和线性度规格的约束是满足最低的功耗。降低放大器NF的关键参数是噪声电阻 ，在12中

18、有详述。很明白的知道，通过减小 ，NF在一定程度上可以得到改善。图11，画出了随频率变化的曲线。该偏置电流被束缚保持在3.5 mA。由于器件的宽度与 12成反比，选择合适的,最优的值可以减少噪声因子的变化。但是，该设备的大小不能被任意地放大，使较小，因为寄生随着增加。如图所示， 归一化在这个设计中的变化，是三个不同的直流电流，很宽的频率范围内不大于0.8 。注意到， 几乎是保持不变的在频率的变化范围中。由此得出结论，因为在3个不同的电流中是不变化的，我们也不必要非要从这一点上来提高NF。组件之间的不匹配降低了增益和低噪声放大器（LNA）的高频性能。在这里的重点，主要是对增益和噪声系数的参数变化

19、的敏感性。基本上，具有更高的电压增益，NF性能更好的可以实现。另一方面，这个低噪声放大器（LNA），设计用来做混合器，高增益低噪声放大器减少了整个设计的线性度（LNA+混频器）。因此，LNA应该满足权衡所有的设计之间特点。为了获得更多的见解，我们将计算出低噪声放大器（LNA）的电压增益。为了导出放大器电压增益算式，注意到被忽视的与串联的 ，和寄生电容 ，。总增益为：这里 ，假设 ，输出电流是 。 (18)式表示了如果非常大，增益的滚降特性。在高频或者输入匹配网络使在谐振点上，就可以减少的影响。此外，输出电容会引起电压增益的降低。增益的降低将会增加NF。应考虑这些参数之间的增益和NF性能保持一致

20、。图12，显示，NF20的变化在3.2 mA的电流消耗的灵敏度。 如实线图所示，NF最差的情况是当晶体管的W和增加了(20%) ，垫一个额外的电容添加到电路中。此图显示，NF低于5.5GHz的频率相比没有变化的情况下，具有更好的性能。这种差异是由于较高的电流和较大的设备尺寸。应当指出的是，在NF工艺变化的最小灵敏度观察时的频率（约5.75千兆赫由图12），是非常接近出现最低值时的频率（在图11中的5.5千兆赫）。然而，NF在高于5.8GHz时会降低，由于增益的降低和电感品质因素Q。在较高频率下的噪声系数的恶化部分原因是由于噪声和栅极的栅极电阻引起的噪声（两者都是）10。IV. 实验结果从上面的

21、讨论中，3.168-7.920 GHz的频带宽度的宽带低噪声放大器设计多采用多频带OFDM标准。元件 的值在表I中给出。的大小的正确选择，以获得低电流消耗。通过仿真，该宽带低噪声放大器2.2 mA的电流消耗下，提供了与最大NF为2.9分贝的最大增益为20dB。由于输出电感的串联寄生电阻的总和足够高，在7GHz下达到 55 ，在图7中所示，在最终的设计上去掉了。这使得可以将晶体管有足够的电压余量，低噪声放大器（LNA）最佳降低了电流消耗和设备的大小，有足够的电压余量。此外，它无需额外的电流消耗就提高了增益和NF。通过知道的大小，寄生电容 就能被获取。 模块中电容 大小为1 到2 pF，输入CT电

22、感的值决定了理想输入匹配。另一方面， 的值决定了输出网络的寄生电容。图7的输出响应是模拟在图13中，显示了不同的负载的影响。当 增加 减少， 增加。在图13中所示，在C1和C2中增加与减少，特别是当C2占主导地位，T-线圈的输出网络具有较大的带宽较小的峰值。所以选择 的大小要比小得多，以减少寄生电容，并减少在高频率响应中的峰值。既然在UWB设计中宽带LNA是用做混频器的接口，在I / Q下变频混频器的输入电容应加以考虑，因为它决定了低噪声放大器（LNA）的增益平坦性。在这个设计中，电流重缓冲器是为实现50欧的输出匹配。在LNA级上，缓冲器负载效应决定着与混频器相同的负载效应。宽带LNA的原型是

23、基于0.18m CMOS 技术制造。电路小片的显微镜照片示于图14。包括输出缓冲器总面积为0.76 0.81 mm。电感接地屏蔽的安装结构能带来更好的效果。13。空的地方都被都被金属填充以减少工程偏差。晶体管和 被分成6个单元为了减少栅极寄生电阻。仿真和测量的结果在图15和图16中分别展示。测量到得增益最大达到16.4 dB在3.19到3.8 GHz 得频率范围当中。从4至7.6 GHz的频率，增益平坦度为2.1 dB，得到2.16 mA的电流消耗。从7.6 到8 GHz增益衰减3.5 dB。这种漂移在随后硅循环可以通过调整电位器来校正。在整个工作频率范围内，测得的输入反射系数低于 dB。诚如

24、之前，输出匹配的低噪声放大器（LNA）是由电流测试的目的只是为了重用缓冲区。绘制在图16中，有测量和模拟的和之间的比较。三阶输入截点IIP3相对于不同频率是模拟的，图17显示了频率在6.5GHz三阶截点IIP为 dBm 。双音测试是用来模拟IIP31 GHz的频率空间之间的色调。模拟和测量在整个带宽范围内的NF如图18。几个管芯的测量和NF的平均值也显示出来了。测量和模拟的NF之间的区别归于之前解释过的过程变化。在2.8GHz测量到最小NF是2.7dB，在3GHz是2.9dB。在7GHz时，NF达到最大4.66dB，8GHz下降到3.8dB。图19示描述输入和输出电感器的测量的品质因素。输入电

25、感的因素直接影响。NF测量到Q因素在 38 GHz 频率范围，高品质因素Q电感放在输入口获得更好的NF，低品质因素电感放在输出口为了增加带宽。表2指出相比较于以前的作品宽带LNA性能，在这里使用FOM是比较相似功能下不同的LNA的性能。FOM在这里可以表明增益， dB带宽，过量噪声系数和功率被定义如下：根据表II中计算的FOM，提出的宽带LNA相比较与其他的设计表现出更好的效果。V. 结论这篇文章，采用0.18微米CMOS技术，以实现宽带低噪声放大器（LNA）。引入的调谐输出的晶体管的寄生电容在很宽的带宽。巴特沃斯滤波器的标准形式的组件的关系计算，以获得所需的增益平坦度。电感器的数量最小化，以

26、减少与它们相关联的损失。使用这种技术，单级的宽带低噪声放大器，得到具有低功耗效果。感谢笔者想感谢新加坡联发科技股份有限公司，在这项工作中所给予的支持和半导体制造，芯片实现。他们感谢林炜明在测量上对他的帮助。IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMSI: REGULAR PAPERS, VOL. 57, NO. 4, APRIL 2010773A Wideband Low Power Low-Noise Amplifier inCMOS TechnologyAli Meaamar, Student Member, IEEE, Chirn Chye Boon

27、, Kiat Seng Yeo, Member, IEEE, andManh Anh Do, Senior Member, IEEEAbstractA T-coil network can be implemented as a high order filter for bandwidth extension. This technique is incorporated into the design of the input matching and output peaking networks of a low-noise amplifier. The intrinsic capac

28、itances within the tran-sistors are exploited as a part of the wideband structure to extend the bandwidth. Using the proposed topology, a wideband low-noise amplifier with a bandwidth of 38 GHz, a maximum gain of 16.4 dB and noise figure of 2.9 dB (min) is achieved. The total power con-sumption of t

29、he wideband low-noise amplifier from the 1.8 V power supply is 3.9 mW. The prototype is fabricated in 0.18 m CMOS technology.Index TermsT-coil network, feedback, bandwidth extension, gain-flatness, center-tap inductor, wideband low-noise amplifier (LNA).I. INTRODUCTIONLTRA-WIDEBAND (UWB) radio, pote

30、ntially offers U higher communication speeds than traditional narrow-band transceivers. The advantage of the UWB transceiver over narrowband systems is low cost, low power, and high data rate due to the large bandwidth. A significant difference between traditional radio transmission and UWB radio tr

31、ansmission is that traditional communications systems transmit data by varying the power level, frequency, and/or phase of a sinusoidal wave. However, in UWB radio, data is transmitted either as impulse radio (IR) or multiband orthogonal frequency division multiplex (OFDM). The IR UWB transmits data

32、 based on the transmission of very short pulses. In some cases, impulse transmitters are employed where the pulses do not modulate a carrier. This technique results in lower data rate and lower design complexity compared to the OFDM system. On the other hand, in the multiband OFDM technique each ban

33、d with 528 MHz width encodes the data using QPSK modulation. Using this technique a data rate of 480 Mb/s can be achieved. However, the design of this system is more challenging.One of the major challenges in wideband communications systems is the design of a wideband low-noise amplifier (LNA). As t

34、he first active component in the receiver chain, the LNA should offer sufficient gain and low noise to keep the overall receiver noise figure as low as possible. In most applications, itManuscript received February 23, 2009; revised May 26, 2009. First pub-lished December 22, 2009; current version p

35、ublished April 09, 2010. This paper was recommended by Associate Editor G. Banerjee.The authors are with the School of Electrical and Electronic Engineering, Nanyang Technological University, Singapore 639798 (e-mail: alim0002ntu. edu.sg).Digital Object Identifier 10.1109/TCSI.2009.2028592is desirab

36、le to obtain wideband on-chip input matching to a 50 antenna/filter, good linearity, and low power consumption. In addition, gain-flatness over the entire frequency range of interest is necessary to meet the design specifications. These properties are the cornerstones of the wideband LNA design whic

37、h affect the total broadband communication system characteristics.The cost and integration advantages of CMOS technology have motivated extensive studies in the high speed CMOS design for wireless applications. Recently, many wideband LNA designs in CMOS technology have been reported 14. The wideban

38、d LNA designs can be classified as multi-band LNAs, distributed amplifiers (DA), and broadband noise can-celing LNAs. Among wideband LNA designs, distributed and common-gate amplifiers suffer from high noise figure. Alternatively, the feedback amplifier topology provides wide bandwidth while reducin

39、g the gain of the circuit. Another important property of the negative feedback is the suppression of the nonlinearity. However, in feedback circuits the stability may suffer if the loop gain is too high which the phase margin reaches or the phase margin is so much that the feed-back becomes positive

40、. Therefore, compensation techniques are required to eliminate the instability problem. In the noise canceling technique reported in 3, 5 inductors are used and the noise figure is 4.55.1 dB from 1.211.9 GHz with 20 mW power consumption, which makes it unattractive for low cost, low power applicatio

41、ns. In 2, several narrowband amplifiers with different resonance frequencies are cascaded. There-fore, the resulting multistage amplifier provides a broadband response. This circuit required 8 inductors in a differential architecture and since many stages are cascaded it is prone to poor linearity a

42、nd stability problems.This paper introduces a T-coil network to achieve wideband input matching and wideband output response. In this technique the parasitic capacitors of the transistors and inherent mutual inductance of the inductors are taken as a part of the design 4. In this work 3 inductors ar

43、e used which 2 of inductors are center-tap inductor. Section II will cover the basic concepts of inductive peaking circuits. In Section III, the T-coil network technique is utilized in a cascode amplifier to realize the wide-band LNA for the UWB/multiband applications. In Section IV, an example base

44、d on the proposed technique is presented along with experimental results.II. CIRCUIT DESIGN: THEORY AND PRACTICEIn 5, a Chebyshev type bandpass filter is used at the input of a common-source amplifier in order to provide good matching over a wide bandwidth. These kind of filters necessitate the774IE

45、EE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMSI: REGULAR PAPERS, VOL. 57, NO. 4, APRIL 2010Fig. 1. Common-source amplifier with output parasitic capacitance .use of many components which occupy a large area and re-duce the circuits integration level. Furthermore, the loss asso-ciated with the components de

46、teriorates the noise figure of the circuit. Therefore, techniques to alleviate these issues without degrading performance is required.In general, when the LNA circuit is cascaded to the next stage, the interstage parasitic reactance attenuates the desired band-width of the LNA. For example, in Fig.

47、1 parasitic gate-source capacitance of a mixer or buffer, reduces the circuit per-formances as it shunts with the output load of the common-source amplifier. A dominant pole due to the parasitic is cre-ated at frequency of which reduces the bandwidth. One way to compensate is to insert an inductor i

48、n series with at the output of Fig. 1 to resonate out . However, the existence of resistor will require extra voltage headroom, which limits the allowable bias current. In the discussions below, different peaking techniques are introduced to improve the bandwidth.Shown in Fig. 2(a), a series inductor across and is used to create a serie